一种谐波补偿系统及其方法

1.本发明涉及谐波补偿技术领域，具体涉及一种谐波补偿系统及其方法。


背景技术：

2.不控整流器因其经济性好，效率高，在通信电源、充电电源等系统中广泛运用，作为典型的非线性负载，其产生的谐波电流会导致电能质量问题，因此研究谐波治理技术具有重要意义。为了避免非线性负荷谐波电流注入电网，并满足相关谐波标准，对于功率等级超过一定限制的用电负荷，需要采用功率因数校正技术。传统pfc变换器具有体积小、输入电流纹波小和谐波自我治理等优点，成为单级有源pfc变换器最常用的拓扑，广泛应用在各类电源转换装置中，如电动汽车充电桩、变频空调、台式计算机电源、大功率led驱动电源等。近些年来，人们对pfc变换器拓扑及控制技术进行了大量的研究，但其研究的重点主要在如何提高自身的功率因数(power factor,pf)上，即确保集成了pfc变换器单元的装置自身输入呈现阻性特性，不对电网造成谐波干扰，但相对于不控整流器，还存在着因多个功率器件而导致效率低等问题。


技术实现要素：

3.本发明的目的在于提供一种谐波补偿系统及其方法，以能够同时兼顾不控整流桥高效率和pfc变换器输入电流有源可控的特点，从而能够提高整合式系统的功率因数、效率与功率密度。
4.本发明解决上述技术问题的技术方案如下：
5.本发明提供一种谐波补偿系统，所述谐波补偿系统包括：pfc变换器拓扑结构和谐波补偿结构，所述pfc变换器拓扑结构包括pfc变换电路和非线性负载电路，所述pfc变换电路的输出端和所述非线性负载电路的输出端连接以作为所述pfc变换器拓扑结构的输出端且所述pfc变换器的输出端连接所述谐波补偿结构的电压输入端和电流输入端，所述pfc变换电路具有谐波补偿工作模式，在所述谐波补偿工作模式，所述谐波补偿结构获取所述pfc变换电路的电压，以及所述pfc变换电路和所述非线性负载电路的总电流，并对所述电压和所述总电流进行处理，得到脉宽调制波，所述脉宽调制波通过所述pfc变换电路的功率开关反馈给所述pfc变换器拓扑结构。
6.可选择地，所述pfc变换电路包括电感lf、电感lm、二极管d1、电容cf、电容c1、电阻r
l1
和功率开关管q，所述电感lf的输入端作为pfc变换电路的输入端，其输出端同时连接电容cf的输入端和电感lm的输入端，所述电感lm的输出端同时连接所述二极管d1的阳极和功率开关管q的漏极，所述二极管d1的阴极同时连接电容c1的输入端和电阻r
l1
的输入端，所述电容cf的输出端、功率开关管q的源极、电容c1的输出端和电阻r
l1
的输出端同时连接以作为所述pfc变换电路的输出端，所述功率开关管的栅极连接所述谐波补偿结构。
7.可选择地，所述非线性负载电路包括二极管d2、电感lr、电容c2和电阻r
l2
，所述二极管d2的阳极作为所述非线性负载电路的输入端，其阴极连接电感lr的输入端，所述电感lr的
输出端同时连接所述电容c2的正极和所述电阻r
l2
的正极，所述电容c2的负极和所述电阻r
l2
的负极同时连接以作为非线性负载电路的输出端。
8.可选择地，所述谐波补偿结构包括依次连接的电压误差放大子电路、乘法子电路、电流积分子电路、比较子电路和驱动子电路，所述电压误差放大子电路的外接电压输入端作为所述谐波补偿电路的电压输入端与所述pfc变换电路的输出端连接，所述电流积分子电路的外接电流输入端作为所述谐波补偿电路的电流输入端与所述pfc变换电路的输出端连接。
9.可选择地，所述电压误差放大子电路包括电阻r
e1
，电容c
e1
和放大器ea1，所述电阻r
e1
的输入端作为所述电压误差放大子电路的外接电压输入端，其输出端同时连接电容c
e1
的输入端和放大器ea1的反相输入端，电容c
e1
的输出端和放大器ea1的输出端连接以作为所述电压误差放大子电路的输出端，放大器ea1的同相输入端连接外部电压。
10.可选择地，所述乘法子电路包括乘法器，所述乘法器具有第一输入端和第二输入端，所述第一输入端连接所述电压误差放大子电路的输出端，所述第二输入端连接所述pfc变换器拓扑结构，其输出端连接所述电流积分子电路的输入端。
11.可选择地，所述电流积分子电路包括电阻r
e2
，电容c
e2
和放大器ea2，所述电阻r
e2
的输入端作为所述电流积分子电路的外接电流输入端，其输出端同时连接电容c
e2
的输入端和放大器ea2的反相输入端，电容c
e2
的输出端和放大器ea2的输出端连接以作为所述电流积分子电路的输出端，放大器ea1的同相输入端连接所述乘法子电路。
12.可选择地，所述比较子电路包括比较器，所述比较器的同相输入端连接所述电流积分子电路，其反相输入端用于输入锯齿波，其输出端连接所述驱动电路。
13.可选择地，所述pfc变换器拓扑结构还包括电源部分和电桥部分，所述电源部分包括电源输入端和电源输出端，所述电桥部分包括二极管d3、二极管d4、二极管d5和二极管d6，所述二极管d3的阳极和所述二极管d5的阴极连接以作为所述电桥部分的第一输入端，所述二极管d3的阴极和所述二极管d4的阴极连接以作为所述电桥部分的第一输出端，所述二极管d4的阳极和所述二极管d6的阴极连接以作为所述电桥部分的第二输出端，所述二极管d5的阳极和所述二极管d6的阳极连接以作为所述电桥部分的第二输入端；
14.所述电桥部分的第一输入端连接所述电源输出端，所述电桥部分的第一输出端同时连接所述pfc变换电路的输入端和非线性负载电路的输入端，所述电桥部分的第二输入端同时连接所述pfc变换电路的输出端和非线性负载电路的输出端，所述电桥部分的第二输出端连接所述电源输入端。
15.本发明还提供一种基于上述的谐波补偿系统的谐波补偿方法，其特征在于，所述谐波补偿方法包括：
16.步骤s1：获取谐波补偿系统的相关电路信息，其中，所述相关电路信息包括所述pfc变换电路和非线性负载电路的输出电流、所述pfc变换电路的电阻r
l1
两侧的电压以及电源部分的原始输入电压；
17.步骤s2：对所述相关电路信息进行预处理，得到多个电信号；
18.步骤s3：对所有所述电信号按照预设规则分配给所述谐波补偿电路的多个子电路中；
19.步骤s4：利用多个所述子电路对多个所述电信号进行处理，得到处理结果；
20.步骤s5：对所述处理结果和锯齿波电压进行比较，得到比较结果；
21.步骤s6：根据所述比较结果，利用驱动电路，得到脉宽调制波；
22.步骤s7：将所述脉宽调制波输入至所述pfc变换器拓扑结构中进行谐波补偿。
23.本发明具有以下有益效果：
24.本发明所提供的谐波补偿系统及其方法，可实现下级电路对上级电路谐波的自动全补偿，由控制环路自动调节实现，与传统有源电力滤波器相比，无需复杂谐波检测和fft分析，因此控制更简单，容易实现，无需额外的谐波补偿装置，适用于小功率负荷的补偿场合。
附图说明
25.图1为本发明所提供的谐波补偿系统结构示意图；
26.图2为本发明所提供的谐波补偿方法的流程图；
27.图3为本发明所提供的谐波补偿系统两种模式下的电压电流波形图；
28.图4为谐波补偿模式下的电流波形图；
29.图5为谐波补偿效果图；
30.图6为v
in
，i
nl
和v
o2
仿真波形图；
31.图7为电流谐波含量测试结果图；
32.图8为boost pfc变换器仿真结果图；
33.图9为输入电流谐波测试结果图；
34.图10为补偿非线性负载的仿真结果图；
35.图11为电路效率测试结果图。
具体实施方式
36.以下结合附图对本发明的原理和特征进行描述，所举实例只用于解释本发明，并非用于限定本发明的范围。
37.实施例1
38.本发明提供一种谐波补偿系统，参考图1所示，所述谐波补偿系统包括：pfc变换器拓扑结构和谐波补偿结构，所述pfc变换器拓扑结构包括pfc变换电路和非线性负载电路，所述pfc变换电路的输出端和所述非线性负载电路的输出端连接以作为所述pfc变换器拓扑结构的输出端且所述pfc变换器的输出端连接所述谐波补偿结构的电压输入端和电流输入端，所述pfc变换电路具有谐波补偿工作模式，在所述谐波补偿工作模式，所述谐波补偿结构获取所述pfc变换电路的电压，以及所述pfc变换电路和所述非线性负载电路的总电流，并对所述电压和所述总电流进行处理，得到脉宽调制波，所述脉宽调制波通过所述pfc变换电路的功率开关反馈给所述pfc变换器拓扑结构。
39.可选择地，所述pfc变换电路包括电感lf、电感lm、二极管d1、电容cf、电容c1、电阻r
l1
和功率开关管q，所述电感lf的输入端作为pfc变换电路的输入端，其输出端同时连接电容cf的输入端和电感lm的输入端，所述电感lm的输出端同时连接所述二极管d1的阳极和功率开关管q的漏极，所述二极管d1的阴极同时连接电容c1的输入端和电阻r
l1
的输入端，所述电容cf的输出端、功率开关管q的源极、电容c1的输出端和电阻r
l1
的输出端同时连接以作为
所述pfc变换电路的输出端，所述功率开关管的栅极连接所述谐波补偿结构。
40.可选择地，所述非线性负载电路包括二极管d2、电感lr、电容c2和电阻r
l2
，所述二极管d2的阳极作为所述非线性负载电路的输入端，其阴极连接电感lr的输入端，所述电感lr的输出端同时连接所述电容c2的正极和所述电阻r
l2
的正极，所述电容c2的负极和所述电阻r
l2
的负极同时连接以作为非线性负载电路的输出端。
41.可选择地，所述谐波补偿电路包括依次连接的电压误差放大子电路、乘法子电路、电流积分子电路、比较子电路和驱动子电路，所述电压误差放大子电路的外接电压输入端作为所述谐波补偿电路的电压输入端与所述pfc变换电路的输出端连接，所述电流积分子电路的外接电流输入端作为所述谐波补偿电路的电流输入端与所述pfc变换电路的输出端连接。
42.可选择地，所述电压误差放大子电路包括电阻r
e1
，电容c
e1
和放大器ea1，所述电阻r
e1
的输入端作为所述电压误差放大子电路的外接电压输入端，其输出端同时连接电容c
e1
的输入端和放大器ea1的反相输入端，电容c
e1
的输出端和放大器ea1的输出端连接以作为所述电压误差放大子电路的输出端，放大器ea1的同相输入端连接外部电压。
43.可选择地，所述乘法子电路包括乘法器，所述乘法器具有第一输入端和第二输入端，所述第一输入端连接所述电压误差放大子电路的输出端，所述第二输入端连接所述pfc变换器拓扑结构，其输出端连接所述电流积分子电路的输入端。
44.可选择地，所述电流积分子电路包括电阻r
e2
，电容c
e2
和放大器ea2，所述电阻r
e2
的输入端作为所述电流积分子电路的外接电流输入端，其输出端同时连接电容c
e2
的输入端和放大器ea2的反相输入端，电容c
e2
的输出端和放大器ea2的输出端连接以作为所述电流积分子电路的输出端，放大器ea1的同相输入端连接所述乘法子电路。
45.可选择地，所述比较子电路包括比较器，所述比较器的同相输入端连接所述电流积分子电路，其反相输入端用于输入锯齿波，其输出端连接所述驱动电路。
46.可选择地，所述pfc变换器拓扑结构还包括电源部分和电桥部分，所述电源部分包括电源输入端和电源输出端，所述电桥部分包括二极管d3、二极管d4、二极管d5和二极管d6，所述二极管d3的阳极和所述二极管d5的阴极连接以作为所述电桥部分的第一输入端，所述二极管d3的阴极和所述二极管d4的阴极连接以作为所述电桥部分的第一输出端，所述二极管d4的阳极和所述二极管d6的阴极连接以作为所述电桥部分的第二输出端，所述二极管d5的阳极和所述二极管d6的阳极连接以作为所述电桥部分的第二输入端；
47.所述电桥部分的第一输入端连接所述电源输出端，所述电桥部分的第一输出端同时连接所述pfc变换电路的输入端和非线性负载电路的输入端，所述电桥部分的第二输入端同时连接所述pfc变换电路的输出端和非线性负载电路的输出端，所述电桥部分的第二输出端连接所述电源输入端。
48.基于上述技术方案，本发明还提供一种谐波补偿方法，参考图2所示，所述谐波补偿方法包括：
49.步骤s1：获取谐波补偿系统的相关电路信息，其中，所述相关电路信息包括所述pfc变换电路和非线性负载电路的输出电流、所述pfc变换电路的电阻r
l1
两侧的电压以及电源部分的原始输入电压；
50.步骤s2：对所述相关电路信息进行预处理，得到多个电信号；
51.具体参考图1，多个电信号分别是电流i
nl
i
lm
，电压v
o1
和电压v
in
。
52.步骤s3：对所有所述电信号按照预设规则分配给所述谐波补偿电路的多个子电路中；
53.参考图1所示，在本发明中，将k1v
o1
分配给电压误差放大子电路中，将k2|v
in
|分配给乘法子电路的乘法器中，将k3(i
nl
i
lm
)分配给电流积分子电路中。其中，k1表示，k2表示，k3表示。
54.步骤s4：按照利用多个所述子电路对多个所述电信号进行处理，得到处理结果；
55.参考图1所示，k1v
o1
经电压误差放大电路处理，得到电压ve，k2|v
in
|和电压ve经过乘法子电路处理后，得到电流i
ref
，电流i
ref
和k3(i
nl
i
lm
)同时进入电流积分子电路处理，得到电压v
e’，此时电压v
e’即为处理结果。
56.步骤s5：对所述处理结果和锯齿波电压进行比较，得到比较结果；
57.即电压v
e’和锯齿波电压v
saw
进入比较子电路中进行比较，得到电压vg，此时电压vg即为比较结果。
58.步骤s6：根据所述比较结果，利用驱动电路，得到脉宽调制波；
59.步骤s7：将所述脉宽调制波输入至所述pfc变换器拓扑结构中进行谐波补偿。
60.实施例2
61.为简化分析过程，做如下假设：
62.(1)所有元件均为理想元件；
63.(2)输出电容c1、c2足够大，不考虑电压、电流纹波；
64.(3)开关频率fs远大于工频频率f，即fs》》f。
65.当boostpfc变换器工作于功率因数校正模式，在平均电流模式控制策略下，其电流内环强制下级电路的输入电流i
pfc
(t)跟随输入电压v
in
(t)，此时电感电流i
lm
(t)工作于连续模式(continuousconductionmode,ccm)，如图3(a)所示，i
lm
(t)受电流参考信号i
ref
(t)控制，满足如下关系
66.i
ref
(t)＝k3i
lm
(t)＝kmk2|v
in
|ve(1)
67.式(1)中km为乘法器增益，k2为采样输入电压的分压比，k3为电流采样增益，ve为电压外环输出，当电路设计参数固定和系统达到稳态工作时，上述参数皆可视为常数。
68.此时整个系统的输入电压v
in
(t)和输入电流i
in
(t)满足
[0069][0070]
其中v
in
和分别为v
in
(t)的有效值和初相角，i
nl
(t)为上级电路的输入电流，i
nl
(t)由基波电流i
nl1
(t)和谐波电流i
nlh
(t)两部分组成，其中h为奇次谐波次数(h＝3,5,7,9
……
)，因此，可具体为
[0071][0072]
式(3)中，i
pfc
为i
pfc
(t)有效值，i
nl1
为i
nl
(t)中基波电流的有效值，i
nlh
为谐波电流的有效值，θ1、θh分别为i
nl
(t)基波和谐波的初相角。此时在半个工频周期t内，假设i
pfc
(t)
和i
nl
(t)的相角满足关系系统有功功率p
in
和无功功率q
in
分别为
[0073][0074]
式(4)中p
o1
为下级输出功率，p
o2
为上级输出功率。此时总输入电流的thd为：
[0075][0076]
由式(4)可知，系统输入电流i
in
(t)产生了畸变，将造成电能质量问题。
[0077]
将电流采样点由b点切换至a点，对i
nl
(t)中谐波电流进行补偿，此时boostpfc电路将工作在谐波补偿模式，此时各电压电流波形如图3(b)和图4所示。
[0078]
利用boostpfc变换器有源可控的特点，理论上应在下级电路的输入电流中叠加与i
nlh
(t)幅值相等、相位相反的谐波分量-i
nlh
(t)，以抵消上级电路i
nl
(t)中的谐波电流，然而该过程需要利用谐波检测算法对i
nl1
(t)和i
nlh
(t)信号进行分离，增加了控制复杂性，为简化控制，在本文所提出的谐波补偿式boostpfc变换器中，将对i
nl
(t)整体进行补偿，当i
nl
(t)确定的情况下，此时boostpfc变换器理想上能补偿i
nl
(t)的最小电流i
pfc,min
(t)为
[0079]ipfc,min
(t)＝i
pfc
(t)-i
nl
(t)(6)
[0080]
联立式(2)和(6)可得
[0081][0082]inl,peak
为i
nl
(t)在α点处的峰值，整理式(7)可得
[0083][0084]
式(8)中i
pfc,min
(t)基波电流和v
in
(t)正交，以补偿非线性负载产生的无功功率，因此下级电路产生无功功率为-q
in
。同时下级电路会消耗有功功率，代入纹波因子的定义式(cf＝i
peak
/i
rms
)，i
pfc,min
(t)中基波电流的有效值i
pfc,min1
表示为：
[0085][0086]
根据式(9)，i
pfc,min1
随着基波电流，谐波含量(cf和thd)和非线性负载的相角θ1的
增加而增加，显然只有在不影响pfc变换器自身有功功率的前提下，对上级电路的无功功率进行补偿才有意义。结合式(6)，此时系统输入电流i
in
(t)＝i
pfc
(t)，可得系统输入功率为
[0087][0088]
由式(10)可知，上级电路的电流i
nl
(t)在导通时间δβ内，当lr和c2确定时，p
o2
只和负载r
l2
相关
[10]
，系统传输到下级pfc变换器的功率为p
o1-p
o2
，无法满足其功率需求，意味着输出电压v
o1
将下降。v
o1
由闭环控制回路进行自动调节，由于电流采样点的变化，在不改变p
o2
和p
o1
的工况下，此时i
ref
(t)对应为调节后系统的总输入电流i
in-c
(t)的控制信号。为保证谐波补偿前后的输出功率p
o1
、p
o2
与系统输入功率p
in
之间的平衡，电压外环的输出ve将按一定比例进行调节，以实现i
ref
(t)与i
in-c
(t)的匹配，可得i
ref
(t)为
[0089]iref
(t)＝kmk2|v
in
(t)|
·
kcve(11)
[0090]
根据功率平衡可得ve调节比例系数kc为
[0091][0092]
环路将自动调节i
pfc,min
(t)中的基波电流，以匹配输出功率p
o1
。可得调节后补偿电流i
pfc-c
(t)及功率关系为
[0093][0094]
式(13)中，m为i
l-c
(t)中的基波有功电流的调整系数，结合p
o1
＝v
inipfc
可得m为
[0095][0096]
环路通过调节后，系统功率变化为
[0097][0098]
对比式(4)和式(15)，可知在电路通过调节，补偿了无功功率并达到稳态后，上下级电路在补偿前后的输出有功功率相等，此时i
pfc-c
(t)的有效值i
pfc-c
和i
nl
有如下关系式
[0099][0100]
由式(16)可知，当下级电路功率一定时，即i
pfc
一定，i
pfc-c
和i
nl
随着i
nl1
增大而增大，此时系统输入电流i
in-c
(t)也随之增大。但下级pfc变换器对上级电路的补偿是有限的，若想得到较好的补偿效果，电流关系还应满足如下关系
[0101]ipfc
(t)≥i
nl
(t)(17)
[0102]
当满足式(17)时，此时kcve保持恒定，k3(i
nl
i
lm
)将跟随i
ref
(t)变化，i
in-c
(t)被控制为与v
in
(t)同频率、同相位的正弦波，仅含有基波分量，可表示为：
[0103]iin-c
(t)＝i
pfc
(t) i
nl1
(t)(18)
[0104]
由式(18)可知，此时系统的总输入电流i
in-c
(t)仅包含基波分量，即thd＝0，可认为下级电路对上级电路实现了完全补偿，但当上级电路输出功率过大，补偿效果如图5所示，当i
nl
(t)过大，难以满足式(17)时，i
in-c
(t)将产生畸变，补偿效果不理想，则下级电路对上级电路未实现完全补偿。
[0105]
上述分析中，下级电路实现对上级电路的谐波补偿的整个过程中，由控制环路自动调节实现，对外表现为一个纯阻性负载，可适用于小功率负荷的补偿场合。
[0106]
效率分析
[0107]
在下级电路对上级非线性负载实现全补偿的条件下，分析电路效率，此时考虑电路损耗，设下级电路效率为η1，上级电路的效率为η2。上级电路仅含无源器件和肖特基二极管，结构简单，而下级电路为单级变换器，经过一次能量变换，所以η1《η2。
[0108]
则输入功率p
in
可以表示为
[0109][0110]
此时整合型系统的效率η为
[0111][0112]
若忽略上级电路，仅考虑下级电路，可视为传统boostpfc变换器，该电路效率为η1，结合式(20)可得
[0113][0114]
由式(21)可得，该整合型谐波补偿式pfc变换器的效率相对于传统pfc变换器更高。
[0115]
实施例3
[0116]
为了验证上述理论分析的正确性及设计方案的可行性，搭建一个基于psim的谐波补偿式boostpfc变换器仿真模型，相应的电路仿真参数如表1所示。根据上理论推导，在v
in
(t)确定时，通过闭环控制使下级电路恒压输出，当负载r
l1
一定时，则下级pfc变换器输出功率p
o1
一定，则可通过改变r
l2
的阻值来改变其非线性负载的输出功率p
o2
，以此研究整合型谐波补偿式pfc变换器对不同功率非线性负载的补偿效果。
[0117]
表1 电路参数
[0118][0119]
为了保证仿真系统的良好工作性能，分别对非线性负载和boost pfc变换器进行仿真。
[0120]
图6和图7为非线性负载单独工作时仿真结果，其输入电流i
nl
存在很大的畸变，功率因数很低，各次谐波含量均不满足iec61000-3-2标准。
[0121]
图8为boost pfc变换器工作于功率因数校正模式时的输入电压|v
in
|，电感电流i
lm
和输出电压v
o1
的仿真波形。在平均电流模式控制下，i
lm
处于连续导通模式，其平均值能够高度精确地跟踪设定值，具有较低的电流畸变。
[0122]
当平均电流模式控制的电流信号采样点切换至a点后，boost pfc变换器将工作在谐波补偿模式，对非线性负载支路的谐波电流进行补偿。使用boost pfc变换器分别对非线性负载支路44w、48w、56w、62w、68w和73w等多种情况下的谐波进行补偿试验，其输入电流的各次谐波含量和thd值仿真结果如图9所示。
[0123]
对其中44w、48w和73w三组补偿仿真进一步分析，其仿真波形如图9所示。图10(a)为补偿44w非线性负载时的电感电流i
lm
波形和谐波电流i
nl
波形，与图8相比，i
lm
中叠加一个与i
nl
幅值相等、相位相反的谐波分量，表明boost pfc变换器能够快速追踪谐波电流信号并对其进行实时补偿，具有良好的动态响应速度，结合图10(b)，调节后系统输入电流i
in-c
(t)趋近于正弦波，功率因数达到0.997，且各次谐波含量满足iec61000-3-2标准，此时，可认为
boost pfc电路对44w的非线性负载实现了完全补偿，同时实现了对i
in-c
(t)的功率因数校正。
[0124]
但随着非线性负载功率的增加，在对48w的非线性负载进行补偿时，其补偿结果如图10(c)和图10(d)所示，受限于boost pfc变换器的补偿功率，即不满足式(17)，i
in-c
(t)波峰处出现部分畸变，功率因数有所下降，可认为此时boost pfc电路未实现对非线性负载的完全补偿，但各次谐波含量满足标准，可认为该boost pfc完全补偿非线性负载的上限功率为44w。
[0125]
继续增大补偿的非线性负载功率至56w、62w和68w时，其输入电流的各次谐波含量和thd值也随之增大，直到补偿73w的非线性负载时，仿真波形如图10(e)和图10(f)所示，i
in-c
(t)波峰处带有明显畸变，功率因数也有明显降低，结合图9(a)所示，其9次谐波和11次谐波已经接近iec61000-3-2标准上限，若继续提高非线性负载功率，其谐波含量将不满足iec61000-3-2标准，故该boost pfc的补偿极限为73w。
[0126]
仿真结果表明，在该电路参数下，该boost pfc完全补偿的上限功率为44w，补偿极限为73w。同时，在对44w单相不控整流桥的谐波进行完全补偿后，分别测试各部分效率，如图11所示，结果表明，该整合式系统采用不控整流桥与boost pfc变换器输入并联的结构，兼顾了不控整流器高效率的特性，与传统boost pfc变换器相比较，整个系统的效率得到了提升，验证了理论分析的正确性及可行性。
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本发明所提供的谐波补偿系统及其方法，可实现下级电路对上级电路谐波的自动全补偿，由控制环路自动调节实现，与传统有源电力滤波器相比，无需复杂谐波检测和fft分析，因此控制更简单，容易实现，无需额外的谐波补偿装置，适用于小功率负荷的补偿场合。
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以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。