一种电压转换电路及其供电电压控制电路的制作方法

1.本发明的实施例涉及电源，更具体地说，尤其涉及一种供电电压控制电路。


背景技术：

2.随着智能手机功能的增多，耗电变得越来越快，快充技术应运而生。图1示出了现有的用于快充电源的电压转换电路10。如图1所示，交流电压vac经过整流桥101后提供具有馒头波的输入电压vin至电压转换电路10的变压器t1。电源控制芯片102控制耦接至变压器t1的原边开关m1的占空比来控制变压器t1的原副边能量转换，从而控制输出电压vout。电源控制芯片102由辅助绕组lt供电。辅助绕组lt所提供的电源电压vcc与输出电压vout成比例，比例系数由辅助绕组lt和副边绕组ls的匝数比决定，即vcc:vout＝n(lt)：n(ls)，其中n表征绕组的匝数。应当理解，为了维持电源控制芯片102的正常工作，电源电压vcc有最低电压限制，通常为10v左右。当输出电压vout的范围较大时，例如从3.3v至20v，为了使输出电压vout＝3.3v时，电源电压vcc仍能达到最低电压要求，辅助绕组lt与副边绕组ls的匝数比至少要达到3：1。在辅助绕组lt与副边绕组ls的匝数比为3：1的情况下，当输出电压vout＝20v时，电源电压vcc为60v。这就导致电源控制芯片102的耐压需要比较高，同时损耗也会很大。


技术实现要素：

3.为解决上述技术问题，本发明提供了一种供电电压控制电路，采用智能充电控制电路，利用输入电压对电源电容进行充电，或者结合智能充电控制电路和辅助绕组，在输出电压较低时，利用智能充电控制电路和输入电压对电源电容充电，在输出电压较高时，利用辅助绕组对电源电容充电，从而避免了由于电压转换电路的输出电压范围宽导致的电源控制芯片耐压需求高及电路损耗大的问题。
4.根据本发明的实施例，提出了一种供电电压控制电路，用于给电源电容充电生成电源电压，提供给电源控制芯片，所述电源控制芯片可用于控制电压转换电路将输入电压转换成输出电压，所述供电电压控制电路包括：充电控制电路，接收输入电压和电源电压，在输入电压小于阈值电压时，基于输入电压和电源电压，输出充电控制信号，其中所述充电控制信号的脉冲宽度随着电源电压的减小而增大；以及充电开关，耦接在输入电压和电源电容之间，具有控制端接收充电控制信号，在充电控制信号的控制下通断。
5.根据本发明的实施例，还提出了一种供电电源电路，包括前述供电电压控制电路，还包括电源电容，具有充电端耦接至充电开关，具有接地端耦接至参考地。
6.根据本发明的实施例，还提出了一种电压转换电路，接收输入电压，并将输入电压转换成输出电压，包括：变压器，具有原边绕组和副边绕组；原边开关，耦接至原边绕组；电源控制芯片，输出原边控制信号至原边开关的控制端，控制原边开关的通断；电源电容，具有充电端提供电源电压至电源控制芯片；充电控制电路，接收输入电压和电源电压，在输入电压小于阈值电压时，基于输入电压和电源电压，输出充电控制信号，其中所述充电控制信
号的脉冲宽度随着电源电压的减小而增大；以及充电开关，耦接在输入电压和电源电容的充电端之间，具有控制端接收充电控制信号，在充电控制信号的控制下通断。
附图说明
7.为了更好的理解本发明，将根据以下附图对本发明进行详细描述：
8.图1示出了现有的用于快充电源的电压转换电路10；
9.图2示出了根据本发明一实施例的电压转换电路20的电路结构示意图；
10.图3示出了根据本发明一实施例的充电控制电路23的各信号的波形示意图；以及
11.图4示出了根据本发明一实施例的电压转换电路40的电路结构示意图。
具体实施方式
12.下面将详细描述本发明的具体实施例，应当注意，这里描述的实施例只用于举例说明，并不用于限制本发明。在以下描述中，为了提供对本发明的透彻理解，阐述了大量特定细节。然而，对于本领域普通技术人员显而易见的是：不必采用这些特定细节来实行本发明。在其他实例中，为了避免混淆本发明，未具体描述公知的电路、材料或方法。
13.在整个说明书中，对“一个实施例”、“实施例”、“一个示例”或“示例”的提及意味着：结合该实施例或示例描述的特定特征、结构或特性被包含在本发明至少一个实施例中。因此，在整个说明书的各个地方出现的短语“在一个实施例中”、“在实施例中”、“一个示例”或“示例”不一定都指同一实施例或示例。此外，可以以任何适当的组合和、或子组合将特定的特征、结构或特性组合在一个或多个实施例或示例中。此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。相同的附图标记指示相同的元件。这里使用的术语“和/或”包括一个或多个相关列出的项目的任何和所有组合。
14.图2示出了根据本发明一实施例的电压转换电路20的电路结构示意图。所述电压转换电路20包括：变压器t1，具有原边绕组lp和副边绕组ls；原边开关m1，耦接至原边绕组lp；电源控制芯片21，输出原边控制信号g1至原边开关m1的控制端，控制原边开关m1的通断；电源电容cvcc，提供电源电压vcc至电源控制芯片21；充电控制电路23，接收输入电压vin和电源电压vcc，在输入电压vin小于阈值电压vth时，基于电源电压vcc和输入电压vin，输出充电控制信号gc，其中所述充电控制信号gc的脉冲宽度随着电源电压vcc的减小而增大；以及充电开关s1，耦接在输入电压vin和电源电容cvcc的充电端之间，具有控制端接收充电控制信号gc，在充电控制信号gc的控制下通断。
15.在图2中，所述充电控制电路23包括：第一比较电路230，接收输入电压vin和阈值电压vth，基于输入电压vin和阈值电压vth生成脉冲信号clk，其中在输入电压vin降至阈值电压vth时，脉冲信号clk有效；计算电路232，接收电源电压vcc和基准电压vref，并基于电源电压vcc和基准电压vref的差值，输出补偿信号vdi；采样保持电路231，具有时钟端接收脉冲信号clk，具有输入端接收补偿信号vdi，在脉冲信号clk有效时，采样补偿信号vdi，并基于补偿信号vdi，输出采样保持信号vdo；以及第二比较电路233，接收采样保持信号vdo和输入电压vin，基于采样保持信号vdo和输入电压vin的比较结果，输出充电控制信号gc。
16.在一个实施例中，所述第一比较电路230包括：比较器2301，接收输入电压vin和阈
值电压vth，基于输入电压vin和阈值电压vth输出输入电压比较信号cp1；以及脉冲电路2302，接收输入电压比较信号cp1，基于输入电压比较信号cp1，输出脉冲信号clk，其中，所述脉冲信号clk在输入电压vin降至阈值电压vth时有效。应当理解，任何可以产生有效信号表征输入电压vin降至阈值电压vth的电路均可以用作第一比较电路。
17.在图2实施例中，所述充电控制电路23控制充电开关s1的通断，以控制对电源电容cvcc的充电，从而在电源电容cvcc上建立电源电压vcc。也就是说，充电控制电路23、充电开关s1和电源电容cvcc构成了供电电源电路，提供电源电压vcc对电源控制芯片21供电，使电源控制芯片21正常运行，以提供原边控制信号g1控制原边开关m1的通断，从而控制变压器t1原副边间的能量转换，将输入电压vin转换成满足后级负载需求的输出电压vout。具体来讲，当原边开关m1导通时，副边开关ds关断，流过原边绕组lp的电流增大，原边绕组lp储能，输出电源电容co给负载供电。当原边开关m1关断时，副边开关ds导通，原边绕组lp的能量转移至副边绕组ls，副边绕组ls给负载供电，同时对输出电容co充电，以维持输出电压vout。
18.图3示出了根据本发明一实施例的充电控制电路23的各信号的波形示意图。以下结合图2和图3来说明充电控制电路23的工作原理。
19.如图3所示，输入电压vin具有交流电压vac经过整流后的馒头波形。所述阈值电压vth与输入电压vin相比较，当输入电压vin小于阈值电压vth时，比较器2301输出的输入电压比较信号cp1为高电平，反之，则为低电平。所述脉冲电路2302接收输入电压比较信号cp1，在输入电压比较信号cp1的上升沿产生有效的脉冲信号clk。采样保持电路231接收到有效的脉冲信号clk后，采样补偿信号vdi。所述补偿信号vdi为基准电压vref与电源电压vcc的差值，即vdi＝vref-vcc。所述采样保持电路231保持采样得到的信号，输出采样保持信号vdo。该采样保持信号vdo与输入电压vin进行比较，得到充电控制信号gc。当采样保持信号vdo大于输入电压vin时，充电控制信号gc为高电平，反之，充电控制信号gc为低电平。当充电控制信号gc为高电平时，充电开关s1导通，电源电容cvcc的充电端耦接至输入电压vin，得以充电。充电电流is如图3所示，其波形与输入电压vin相关，具体来讲，is＝(vin-vcc)/rdson，其中，rdson为充电开关s1的导通电阻。
20.当比较器的输入极性改变时，输出信号的高低电平也会相应改变，从而导致整个电路的控制逻辑相应地变化。应当理解，图2和图3实施例仅作阐释发明原理所用，在其他实施例中，电路的连接结构和各信号的电平形式都可以有适应性变化。
21.从图3可以看出，电源电压vcc的值越低，采样保持信号vdo的值越大，与输入电压vin比较后，得到的充电控制信号gc的高电平时长越长，也就意味着充电开关s1的导通时长越长，电源电容cvcc的充电时长越长，使得电源电压vcc上升越快。基准电压vref的值为电源电压vcc的目标值。当电源电压vcc的值上升至基准电压vref时，两者的差值为0，采样保持信号vdo的值即为0，低于输入电压vin，使得充电控制信号gc处于低电平，充电开关s1关断，cvcc不充电。只有当电源电压vcc的值低于基准电压vref时，采样保持信号vdo的值为两者的差值，并与输入电压vin相比较后产生充电控制信号gc来控制充电开关s1，从而控制对电源电容cvcc的充电。
22.应当理解，所述输入电压vin不仅包括实际输入电压vin，也包括实际输出电压vin经分压后的电压信号。在图3实施例中，输入电压vin具有馒头波形，即正弦波形的交流电压经过全桥整流后的波形。应当理解，本发明的输入电压vin也可以具有其他波形，例如三角
波等。
23.图2中的电压转换电路20具有flyback拓扑。应当理解，包括充电控制电路23和充电开关s1的供电电压控制电路可以用于任何具有其他拓扑结构的电压转换电路20，如buck拓扑、boost拓扑等等。
24.图4示出了根据本发明一实施例的电压转换电路40的电路结构示意图。所述电压转换电路40包括：变压器t1，具有原边绕组lp和副边绕组ls；原边开关m1，耦接至原边绕组lp；电源控制芯片21，输出原边控制信号g1至原边开关m1的控制端，控制原边开关m1的通断；电源电容cvcc，提供电源电压vcc至电源控制芯片21；充电控制电路23，接收输入电压vin和电源电压vcc，在输入电压vin小于阈值电压vth时，基于输入电压vin和电源电压vcc，输出充电控制信号gc，其中所述充电控制信号gc的脉冲宽度随着电源电压vcc的减小而增大；以及充电开关s1，耦接在输入电压vin和电源电容cvcc的充电端之间，具有控制端接收充电控制信号gc，在充电控制信号gc的控制下通断。
25.在图4中，所述变压器t1还包括辅助绕组lt。所述辅助绕组lt通过二极管dt耦接至电源电容cvcc的充电端。当辅助绕组lt提供的电压高于充电控制电路23控制充电开关s1对电源电容cvcc充电所能达到的电压时，即基准电压vref，所述辅助绕组lt对电源电容cvcc充电。本领域技术人员可以在了解本发明原理后，根据应用需求设置合理的基准电压vref的值，以及辅助绕组lt与副边绕组ls之间的匝数比，从而可以在输出电压vout较低时，用充电控制电路23控制充电开关s1对电源电容cvcc充电，来维持电源控制芯片21的供电，在输出电压vout较高时，用辅助绕组lt对电源电容cvcc充电，以维持电源电压vcc。
26.在输出电压vout较低时，采用充电控制电路23控制对电源电容cvcc充电，不需要保持辅助绕组lt和副边绕组ls之间的高匝数比，两者的匝数比可以低至1：1，甚至1：2，或者更低。当辅助绕组lt和副边绕组ls的匝数比为1：2时，即使输出电压vout达到了20v，电源电压vcc也仅为10v。也就是说，当辅助绕组lt和副边绕组ls的匝数比较低时，即使输出电压vout比较高，也不至于使辅助绕组lt提供的电压过高而导致电源控制芯片21需要承受较高的电压，同时也减少了高压导致的电路损耗。
27.在一个实施例中，所述充电控制电路23集成于电源控制芯片21。在一个实施例中，所述充电控制电路23与充电开关s1均集成于电源控制芯片21。
28.所述充电开关s1可以包括jfet(junction field effect transistor，结型场效应管)，mosfet(metal-oxide-semiconductor field effect transistor，金属氧化物半导体场效应管)等任意可控开关。
29.应当理解，本发明所给出的电路及工作流程仅作示意性说明。任意可以实现本发明电路的功能及工作过程的电路均不脱离本发明的精神或实质。
30.虽然已参照几个典型实施例描述了本发明，但应当理解，所用的术语是说明和示例性、而非限制性的术语。由于本发明能够以多种形式具体实施而不脱离发明的精神或实质，所以应当理解，上述实施例不限于任何前述的细节，而应在随附权利要求所限定的精神和范围内广泛地解释，因此落入权利要求或其等效范围内的全部变化和改型都应为随附权利要求所涵盖。