一种PWM整流器LLCL滤波器设计结构及方法与流程

一种pwm整流器llcl滤波器设计结构及方法
技术领域
1.本发明涉及pwm整流器输入滤波器设计方法领域，尤其涉及一种pwm整流器llcl滤波器设计结构及方法。


背景技术：

2.当代工业和生活等众多领域中，为了满足用电设备的工作要求同时获得较好的经济效益，大量的电力变换装置涌现出来，整流器可以将交流电变换为直流电提供给用电设备。
3.传统的二极管整流或者晶闸管整流，虽然控制简单，运行稳定，但是功率因数较低，会增大线路中的电流，造成不必要的损耗。
4.pwm整流器利用igbt或者mosfet等作为开关管，可以大大提高整流器的功率因数，体积也会明显减小，同时能量也可以双向流动，在某些场合可以将能量回馈到电网，现在得到越来越广泛的应用。
5.传统的pwm整流器输入滤波器，滤波效果不佳，损耗大，不适用于大功率 pwm整流器。
6.因此有必要设计一种新的pwm整流器llcl滤波器，以克服上述问题。


技术实现要素：

7.本发明的目的在于克服现有技术之缺陷，提供了一种pwm整流器llcl滤波器设计结构及方法，至少解决了现有技术中的部分问题。
8.本发明是这样实现的：
9.本发明提供一种pwm整流器llcl滤波器设计结构，包括在三相pwm整流器的输入端设置llcl滤波器，用来滤除三相pwm整流器中的开关管动作产生的谐波电流，所述llcl滤波器包括对应三相电压的三条支路，每一支路上设有网侧电抗器l1和桥侧电抗器l2，所述网侧电抗器l1和桥侧电抗器l2串联，所述网侧电抗器l1的另一端直接与电网相连，所述桥侧电抗器l2的另一端连接到三相pwm整流器，所述llcl滤波器还包括三个陷波支路谐振电抗器 l3、三个陷波支路滤波电容cf、三个陷波支路阻尼电阻rd，三所述陷波支路谐振电抗器l3与三所述支路一一对应，所述网侧电抗器l1和桥侧电抗器l2串联的中点引出，与所述陷波支路谐振电抗器l3的一端相连，三所述陷波支路滤波电容cf和三所述陷波支路阻尼电阻rd串联，首尾形成三角形连接，每一所述陷波支路谐振电抗器l3的另一端与三角形的其中的一个端点电连接，三所述陷波支路谐振电抗器l3的另一端与三角形的三个端点一一对应，三角形任两个端点间设有一个陷波支路滤波电容cf和一个陷波支路阻尼电阻rd。
10.本发明还提供一种pwm整流器llcl滤波器设计方法：包括s1、为满足整流器四象限运行，网侧电抗器l1 桥侧电抗器l2和的上限值需要满足限制要求；
11.s2、为满足陷波支路的损耗及系统控制的稳定性，需要对开关管桥臂输出电流的纹波进行限制，即桥侧电抗器l2需要满足最小感量要求；
12.s3、网侧电抗器l1需要遵循适当的谐波衰减指标；
13.s4、为满足系统无功损耗，对陷波支路滤波电容cf的上限值需要满足限制要求；
14.s5、陷波支路谐振电抗器l3与陷波支路滤波电容cf串联，构成陷波器，用于滤除开关频率附近的谐波电流；
15.s6、陷波支路阻尼电阻rd与陷波支路滤波电容cf串联，为满足对谐振的抑制效果，对其阻抗需要满足限制要求。
16.作为优选，在步骤s1中，根据三相pwm整流器的额定输入线电压有效值 e，直流侧电压u，相电流有效值i，基波频率f，载频频率fsw，确认桥侧电抗器l1加网侧电抗器l2和的上限值l1 l2，
17.作为优选，在步骤s2中，根据桥臂侧电流纹波的衰减系数α，确认桥侧电抗器l2的值，
18.作为优选，在步骤s3中，根据网侧电流对桥臂侧纹波的衰减系数β，确认网侧电抗器l1的值，l1＝βl2。
19.作为优选，在步骤s4中，根据系统对无功功率占比要求，γ为陷波支路滤波电容cf上无功功率占有功功率p的比例，v为陷波支路滤波电容cf两端的电压，此处陷波支路滤波电容cf为三角形连接，v等于线电压有效值e，确认陷波支路滤波电容cf的值，
20.作为优选，在步骤s5中，根据陷波支路滤波电容cf及载频频率fsw，确定陷波支路谐振电抗器l3的值，
21.校验整个llcl滤波器的谐振频率fres，是否满足10f≤fres≤0.5fsw，若不满足，则需重新选取上述相关系数进行计算，直到满足要求。
22.作为优选，在步骤s6中，根据整个系统的谐振频率fres，及陷波支路滤波电容cf的值，确定陷波支路阻尼电阻rd的值，rd取值的z
cf
。
23.本发明具有以下有益效果：
24.本发明与传统llcl滤波器的区别在于，滤波电容cf采用三角形连接方式，同等容值下可以起到更好的滤波效果，同时阻尼电阻rd与滤波电容cf串联，在相同条件下阻尼电阻rd中流过的电流更小，即损耗更低，提高效率的同时更有利于大功率整流器的散热设计。
附图说明
25.为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本
发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其它的附图。
26.图1(a)为传统lcl滤波电路的伯德图，图1(aa)为图1(a)的局部放大图；图1(b)为本发明使用的llcl滤波电路的伯德图，图1(bb)为图1 (b)的局部放大图；
27.图2(a)为基于本发明使用的llcl滤波的pwm整流器拓扑图，图2(b) 为简化过的基于传统llcl滤波的pwm整流器拓扑图；
28.图3(a)为传统llcl滤波的网侧电流傅里叶分析结果，图3(b)为传统llcl滤波流过阻尼电阻的电流有效值；
29.图4(a)为本发明下使用相同滤波电感、滤波电容及阻尼电阻参数，网侧电流傅里叶分析结果，图4(b)为本发明下使用相同滤波电感、滤波电容及阻尼电阻参数，流过阻尼电阻的电流有效值。
具体实施方式
30.下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。
31.如图1-图4，本发明实施例一提供一种pwm整流器llcl滤波器设计结构，包括在三相pwm整流器的输入端设置llcl滤波器，用来滤除三相pwm整流器中的开关管动作产生的谐波电流，所述llcl滤波器包括对应三相电压的三条支路，每一支路上设有网侧电抗器l1和桥侧电抗器l2，所述网侧电抗器l1 和桥侧电抗器l2串联，所述网侧电抗器l1的另一端直接与电网相连，所述桥侧电抗器l2的另一端连接到三相pwm整流器的桥臂中点，即常规三相pwm 整流器的串联的两个开关管之间，桥侧电抗器l2对桥臂侧电流起到衰减作用，网侧电抗器l1可以进一步对网侧电流谐波起到衰减作用，所述llcl滤波器还包括三个陷波支路谐振电抗器l3、三个陷波支路滤波电容cf、三个陷波支路阻尼电阻rd，三所述陷波支路谐振电抗器l3与三所述支路一一对应，所述网侧电抗器l1和桥侧电抗器l2串联的中点引出，与所述陷波支路谐振电抗器l3 的一端相连，三所述陷波支路滤波电容cf和三所述陷波支路阻尼电阻rd串联，首尾形成三角形连接，每一所述陷波支路谐振电抗器l3的另一端与三角形的其中的一个端点电连接，三所述陷波支路谐振电抗器l3的另一端与三角形的三个端点一一对应，三角形任两个端点间设有一个陷波支路滤波电容cf和一个陷波支路阻尼电阻rd。
32.阻尼电阻rd与滤波电容cf串联可以抑制系统发生谐振。所述陷波支路谐振电抗器l3和陷波支路滤波电容cf串联，构成陷波器，主要用于滤除开关频率附近的谐波电流。本发明与传统llcl滤波器的区别在于，滤波电容cf采用三角形连接方式，同等容值下可以起到更好的滤波效果，同时阻尼电阻rd与滤波电容cf串联，在相同条件下阻尼电阻rd中流过的电流更小，即损耗更低，提高效率的同时更有利于大功率整流器的散热设计。
33.本发明实施例二提供一种pwm整流器llcl滤波器设计方法：包括s1、为满足整流器四象限运行，网侧电抗器l1 桥侧电抗器l2和的上限值需要满足限制要求；
34.s2、为满足陷波支路的损耗及系统控制的稳定性，需要对开关管桥臂输出电流的纹波进行限制，即桥侧电抗器l2需要满足最小感量要求；
35.s3、网侧电抗器l1需要遵循适当的谐波衰减指标；
36.s4、为满足系统无功损耗，对陷波支路滤波电容cf的上限值需要满足限制要求；
37.s5、陷波支路谐振电抗器l3与陷波支路滤波电容cf串联，构成陷波器，用于滤除开关频率附近的谐波电流；
38.s6、陷波支路阻尼电阻rd与陷波支路滤波电容cf串联，为满足对谐振的抑制效果，对其阻抗需要满足限制要求。
39.具体设计方法按照以下步骤进行：
40.根据pwm整流器的额定输入线电压有效值e，直流侧电压u，相电流有效值i，基波频率f，载频频率fsw，确认桥侧电感加网侧电感和的上限值l1 l2，
41.根据桥臂侧电流纹波的衰减系数α，确认桥侧电感l2值，
42.根据网侧电流对桥臂侧纹波的衰减系数β，确认网侧电感l1的值， l1＝βl2；
43.根据系统对无功功率占比要求，γ为电容cf上无功功率占有功功率p的比例，v为电容cf两端的电压，此处电容cf为三角形连接，v等于线电压有效值 e，确认陷波支路滤波电容cf的的值，
44.根据陷波支路滤波电容cf及载频频率fsw，确定谐振电感l3的值，谐振电感即谐振电抗器，
45.校验整个llcl滤波器的谐振频率fres，是否满足10f≤fres≤0.5fsw，f为基波频率，fsw为载频频率，若不满足，则需重新选取上述相关系数进行计算，直到满足要求；
46.根据整个系统的谐振频率fres，及陷波支路滤波电容cf的值，确定阻尼电阻rd的值，陷波支路滤波电容cf的容抗rd取值的 z
cf
；
47.本发明沿用传统lcl滤波器的计算方法，但滤波电容采用三角形连接方式，阻尼电阻与滤波电容串联，在不改变电容容值和电阻阻值的前提下，能起到更好的滤波效果，电阻上的损耗也会更低。
48.本实施例以一个132kw的pwm整流器为例，阐述一种pwm整流器llcl 滤波器设计方法，其中电网侧线电压有效值u＝380v，整流器开关频率fsw ＝4khz，整流器开关频率即载频频率fsw。
49.下面结合附图对本发明的设计方法作进一步阐述。
50.参考下图2(a)，本发明下pwm整流器llcl滤波器构成如下：
51.网侧电感l1和桥侧电感l2串联，网侧电感即网侧电抗器，桥侧电感即桥侧电抗器，网侧电感l1的另一端直接与电网相连，桥侧电感l2的另一端连接到桥臂的中点；网侧电感
l1和桥侧电感l2串联的中点引出，与陷波支路谐振电抗器l3一端相连；阻尼电阻rd与滤波电容cf串联，首尾形成三角形连接，三角形的每个端点分别连到网侧电感l1和桥侧电感l2串联的中点。注意在选取滤波电容cf时，需要考虑到电容cf两端的电压接近三相线电压。
52.以下是根据本发明设计方法得出的元件电气参数：
53.元件标号电气参数l1400uhl2100uhl313uhcf40ufrd0.4ω
54.图3(a)为上述参数下，传统llcl滤波的网侧电流傅里叶分析结果，网侧电流总谐波失真thd值为2.52％，(b)为传统llcl滤波流过阻尼电阻的电流有效值，其值在稳定后接近12a；图3(b)中横坐标单位为time(s)，纵坐标单位为a；
55.图4(a)为上述相同参数下，本发明网侧电流傅里叶分析结果，网侧电流总谐波失真thd值为2.20％，(b)为本发明流过阻尼电阻的电流有效值，其值在稳定后接近7a；图4(b)中横坐标单位为time(s)，纵坐标单位为a；
56.对比以上两组仿真结果，发现在仅改变电容耐压等级，不改变元件其它电气参数的情况下，本发明中网侧电流总谐波失真thd值明显比传统方案低，阻尼电阻上的损耗也要低很多，这一特性在大功率、低频率pwm整流器中更为明显。
57.以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。