开口绕组马达驱动装置以及冷冻循环装置的制作方法

1.本发明的实施方式涉及对开口绕组构造的马达进行驱动的装置以及具备该装置的冷冻循环装置。


背景技术：

2.例如，在对永磁同步马达等交流马达进行驱动时，需要使用逆变器将直流电源转换成3相交流电力。但是，随着马达大容量化，在逆变器中流动的电流也增加，因此构成逆变器的功率器件产生发热等问题。
3.针对该问题，例如在专利文献1(日本：特开2020-31458号公报)中提出有如下系统：使3相马达的绕组不以星状接线而成为开放状态，在3相绕组的两端分别连接逆变器而进行驱动。根据该系统，通过使用两台逆变器，能够向3相绕组的两端施加的电压能够扩展到2倍左右，因此能够更高速地驱动马达。或者，通过增加绕组的匝数，能够通过较小的电流来驱动输出较高扭矩的马达。
4.此外，在专利文献1中还提出有如下技术：抑制由于采用在两台逆变器之间共用直流链路电压的构成而产生的、在马达的3相中共通地流动的零轴电流。
5.但是，在专利文献1的构成中，在将通常的逆变器的输出电压设为“1”的情况下，仅能够输出其√3倍，详细情况将后述。


技术实现要素：

6.因此，本发明提供能够抑制零轴电流的产生并且进一步提高输出电压的开口绕组马达驱动装置以及具备该装置的冷冻循环装置。
7.实施方式的开口绕组马达驱动装置，具备：
8.一次侧逆变器，与3相绕组分别独立且具备6个端子的开口绕组构造的马达所具备的6个端子中的3个端子连接；
9.二次侧逆变器，与上述马达的端子中的剩余3个端子连接；
10.控制部，基于pwm控制中的上述一次侧逆变器以及二次侧逆变器各自的线间占空比，对向上述马达通电的电流以及旋转速度进行控制；以及
11.电流检测器，检测向上述马达通电的电流，
12.上述控制部具有零轴电流抑制部，该零轴电流抑制部基于上述一次侧逆变器、二次侧逆变器各自的线间占空比对马达的电流、旋转速度进行控制，并且抑制在上述一次侧逆变器、二次侧逆变器之间在3相中朝相同方向流动的零轴电流，
13.上述零轴电流抑制部对于由上述一次侧逆变器以及二次侧逆变器的导通断开模式的组合即64个电压矢量构成的空间电压矢量，进行如下动作：
14.将6个区域进一步平分而分割成12个扇区，对于与各扇区对应地使用的第1开关模式，在控制周期中仅选择1个模式，上述6个区域是以不产生零轴电压且不产生作用于上述马达的相间的电压的第2开关模式各存在两个的点为中心、以不产生相等地作用于马达的3
相的零轴电压且产生向上述马达施加的电压的第1开关模式各存在两个的点为顶点来分割而成的。
15.此外，实施方式的冷冻循环装置具备：
16.开口绕组构造的马达，3相绕组分别独立且具备6个绕组端子；以及
17.实施方式的开口绕组马达驱动装置。
附图说明
18.图1是表示第1实施方式的马达驱动系统的构成的图。
19.图2是表示电流控制部的构成的功能框图。
20.图3是表示空调机的构成的功能框图。
21.图4是表示马达u相电流以及零轴电流的波形的图。
22.图5是将图4的一部分放大表示的图。
23.图6是表示随着一次侧逆变器以及二次侧逆变器的开关而产生的零轴电压的变化的图。
24.图7是表示与驱动一般的3相马达的构成对应的空间电压矢量的图。
25.图8是表示与驱动开口绕组马达的构成对应的空间电压矢量的图。
26.图9是表示将空间电压矢量分为6个扇区而在各扇区中使用的第1以及第2矢量模式的图。
27.图10是表示将空间电压矢量分为12个扇区而在各扇区中使用的第1矢量模式的图。
28.图11是按时间序列表示在各扇区中使用的第1矢量模式的图(其1)。
29.图12是按时间序列表示在各扇区中使用的第1矢量模式的图(其2)。
30.图13是表示第2实施方式的马达驱动系统的构成的图。
31.图14是表示零轴电压生成部的构成的功能框图。
32.图15是表示在扇区6中使零轴电流减少的情况下使用的矢量模式的图。
33.图16是表示在扇区6中使零轴电流增加的情况下使用的矢量模式的图。
34.图17是表示在扇区7中使零轴电流减少的情况下使用的矢量模式的图。
35.图18是表示在扇区7中使零轴电流增加的情况下使用的矢量模式的图。
36.图19是表示空间电压矢量调制部的构成的功能框图。
37.图20是表示第1实施方式的控制中的马达的各相电流以及零轴电流的波形的图。
38.图21是表示第2实施方式的控制中的马达的各相电流以及零轴电流的波形的图。
39.图22是表示第3实施方式的马达驱动系统的构成的图。
40.图23是表示dq电流控制部的构成的功能框图。
41.图24是表示从通常脉冲控制向同步脉冲控制的切换处理的流程图。
42.图25是表示从同步脉冲控制向通常脉冲控制的切换处理的流程图。
43.图26是概念性地表示步骤s5～s7的处理的图。
44.图27是概念性地表示使电压振幅从初始值增加至目标值的处理的图。
45.图28是概念性地表示从在通常脉冲控制中使用的空间电压矢量向在同步脉冲控制中使用的空间电压矢量切换的处理的图。
46.图29是表示以通常脉冲控制
→
同步脉冲控制
→
通常脉冲控制的方式进行转移的情况下的模拟结果的图。
具体实施方式
47.(第1实施方式)
48.以下，参照图1至图12对第1实施方式进行说明。另外，本实施方式是以专利文献1所公开的技术为基础，对其进行改良而得到的。图1是表示本实施方式的马达驱动系统的电路构成的图。马达m假定为3相的永磁同步马达、感应机等，但在本实施方式中设为永磁同步马达。马达m的3相绕组分别不被相互接线而两个端子成为开放状态。即，马达m具备6个绕组端子ua、va、wa、ub、vb、wb。
49.一次侧逆变器1以及二次侧逆变器2分别是将作为开关元件的n沟道mosfet3进行3相桥接而构成的，它们与直流电源4并联连接。直流电源4可以将交流电源转换成直流。逆变器1的各相输出端子与马达m的绕组端子ua、va、wa分别连接，逆变器2的各相输出端子与同绕组端子ub、vb、wb分别连接。
50.位置传感器6是检测马达m的转子旋转位置、旋转速度的传感器，电流传感器7(u、v、w)是检测马达m的各相电流iu、iv、iw的传感器，相当于电流检测器。电压传感器8检测直流电源4的电压v
dc
。
51.从驱动马达的系统中的上位的控制装置向控制装置11赋予速度指令值ω
ref
，并进行控制以使检测到的马达速度ω与速度指令值ω
ref
一致。控制装置11基于电流传感器7检测到的各相电流iu、iv、iw、以及电压传感器8检测到的直流电压v
dc
，生成向构成逆变器1以及逆变器2的各fet3的栅极赋予的开关信号。控制装置11相当于控制部。
52.电流检测
·
坐标转换部12通过(1)式将检测到的各相电流iu、iv、iw转换成用于矢量控制的d、q轴坐标的电流id、iq。另外，在第2实施方式中由电流检测
·
坐标转换部43进行(1)式所示的零轴电流i0的转换。
53.【数式1】
[0054][0055]
速度
·
位置检测部13根据位置传感器6检测到的信号来检测马达速度ω及转子旋转位置θ。旋转位置θ被输入至电流检测
·
坐标转换部12以及dq/αβ转换部17。此外，速度
·
位置检测部13也可以构成为根据马达m的电压
·
电流来推断速度以及位置。速度控制部14根据所输入的速度指令ω
ref
以及速度ω例如对两者之差进行pi运算，由此生成q轴电流指令i
qref
并输出。
[0056]
电流控制部16根据所输入的q轴的电流指令i
qref
、直流电压v
dc
、检测到的电流id、iq以及马达速度ω，生成d、q轴电压指令vq、vd并输出。dq/αβ转换部17通过(2)式将dq轴电压指令vq、vd转换成αβ轴电压vα、vβ。
[0057]
【数式2】
[0058][0059]
空间矢量调制部18根据αβ轴电压vα、vβ进行空间矢量运算，生成逆变器1的各相占空比d
u1
、d
v1
、d
w1
以及逆变器2的各相占空比d
u2
、d
v2
、d
w2
，并向pwm信号生成部19输入。pwm信号生成部19根据所输入的各相占空比，生成向构成逆变器1以及2的各fet3的栅极赋予的开关信号、pwm信号u1
±
、v1
±
、w1
±
、u2
±
、v2
±
、w2
±
并输出。
[0060]
在本实施方式中，逆变器1、2的调制率为1.0。图2表示电流控制部16的详细构成。减法器21取得作为速度控制的结果而得到的q轴电流指令i
qref
与q轴电流iq之间的差分，pi控制部22对该差分进行pi控制运算。其运算结果被作为电压相位θ
v_pi
输出。非干扰项运算部23根据马达常数、被设定为与d轴电流id相等的d轴电流指令i
dref
、q轴电流指令i
qref
以及速度ω，对电压相位的非干扰控制项θ
v_ff
进行运算。
[0061]
进而，通过加法器24将电压相位θ
v_pi
与非干扰控制项θ
v_ff
相加，生成最终的电压相位θv。通过dq轴电压运算部25根据相当于直流电压v
dc
的输出电压振幅v
amp
以及电压相位θv来生成d、q轴电压指令vd、vq。由此，能够将直流电压直接施加于马达m，当负荷发生变化时，通过调整电压相位，能够高速地控制马达m。
[0062]
图3表示应用了本实施方式的马达驱动系统的空调机30的构成。构成热泵系统31的压缩机32通过将压缩部33与马达m收纳在同一铁制密闭容器35内而构成，马达m的转子轴与压缩部33连结。并且，压缩机32、四通阀36、室内侧热交换器37、减压装置38、室外侧热交换器39通过作为热传递介质流路的管以构成闭环的方式连接。另外，压缩机32例如是转子型的压缩机。空调机30具有上述热泵系统31而构成。
[0063]
在供暖时，四通阀36处于用实线表示的状态，由压缩机32的压缩部33压缩后的高温制冷剂从四通阀36供给至室内侧热交换器37而冷凝，之后，由减压装置38减压，成为低温而在室外侧热交换器39中流动，在此蒸发而返回到压缩机32。另一方面，在制冷时，四通阀36被切换成用虚线表示的状态。因此，由压缩机32的压缩部33压缩后的高温制冷剂从四通阀6供给至室外侧热交换器39而冷凝，之后，由减压装置38减压，成为低温而在室内侧热交换器37中流动，在此蒸发而返回到压缩机32。然后，室内侧、室外侧的各热交换器37、39构成为，分别通过风扇40、41进行送风，通过该送风而高效地进行各热交换器37、39与室内空气、室外空气之间的热交换。
[0064]
接着，参照图4至图12对本实施方式的作用进行说明。为了使开口绕组马达m动作，通过两个逆变器1以及2向各端子ua、va、wa、ub、vb、wb施加电压。通过dq/αβ转换部17、空间电压矢量调制部18、pwm信号生成部19，将作为速度控制以及电流控制的结果而得到的电压分割为向逆变器1以及2的电压指令。逆变器1的各相占空比d
u1
、d
v1
、d
w1
以及逆变器2的各相占空比d
u2
、d
v2
、d
w2
作为相互具有180
°
相位差的pwm信号而被通电。如此，通过由两个逆变器1以及2向马达m施加反相的电压，由此能够增加每一相的电压振幅，能够使马达m以更高速旋转。
[0065]
如上所述，在逆变器1以及2共用直流链路部的构成中，在3相中朝相同方向流动的零轴电流成为课题。零轴电流被分成：相对于向马达m通电的相电流的基波频率以3倍的频率分量流动的低频的电流；以及与逆变器1、2的开关同步地流动的载波频率分量的电流。图
4表示在未对零轴电流进行抑制控制的情况下流动的开口绕组马达的u相电流iu、以及零轴电流i0，图5是将图4的时间轴放大表示的电流波形。能够确认u相电流iu以及零轴电流i0在相同定时变化的波动，但这是载波频率分量的零轴电流。此外，零轴电流i0以相电流的基波频率的3倍分量进行脉动，因此u相电流iu的应变变大。
[0066]
如(3)式那样，通过从逆变器1的3相电压的平均值减去逆变器2的3相电压的平均值，由此求出v0_ripple。另外，各相电压vu1、vv1、vw1、vu2、vv2、vw2为，在fet3处于导通状态时成为v
dc
，在fet3处于断开状态时成为0。
[0067]
【数式3】
[0068][0069]
如图6所示，v0_ripple的波形根据开关状态而正负地变动，在产生在正侧的期间零轴电流i0增加，在产生在负侧的期间零轴电流i0减少。因而，如果v0_ripple成为零，则零轴电流i0的波动、即载波频率分量的变动也消失。此外，v0_ripple的产生状态依存于逆变器1、2的fet3导通的相数，在逆变器1、2的导通相数不同的情况下，根据其差而正负地产生。即，如果使逆变器1以及2的导通相数一致，则不产生v0_ripple。
[0070]
此处，为了研究用于实现上述目的的逆变器1、2的开关模式而对空间电压矢量进行研究。图7表示通过3相逆变器对一般的马达进行通电的情况下的空间矢量。例如，v1(100)表示u相上臂导通、v、w相的上臂断开的状态，存在v0～v7这8个矢量。
[0071]
与此相对，图8表示开口绕组马达的空间电压矢量，由于逆变器为两台，因此开关模式成为8
×
8＝64个模式。例如，逆变器1为v1、逆变器2为v4的组合表记为“v14”。在开口绕组马达的空间矢量中，用于输出某个指令电压的电压矢量的模式存在无数个。例如，为了输出图8中箭头所示的矢量，只要调整v06、v21、v30、v37、v45、v76中的任一个的电压矢量的通电时间以及v01、v32、v40、v47、v56、v71中的任一个的电压矢量的通电时间就能够输出。
[0072]
此处，当考虑到零轴电压与空间矢量之间的关系时，在上述64个模式中，产生向马达m施加的电压且不产生相等地作用于3相的零轴电压的矢量模式、即导通相数相同且导通的相的至少两相不一致的模式，存在v15、v24、v26、v35、v31、v46、v42、v51、v53、v62、v64、v13这12个模式。在图9中用空间矢量表示这些模式。
[0073]
在图9中还同时表示与各电压矢量对应的pwm波形。将上述12个模式设为各两个的对，并配置于顶点来描绘正六边形，分为6个扇区。例如为了输出图9中箭头所示的属于扇区4的矢量，而调整电压矢量v42、v31各自的通电时间。各电压矢量的pwm波形为：
[0074]
v42：逆变器1(u、v、w)＝(断开、导通、导通)
[0075]
逆变器2(u、v、w)＝(导通、导通、断开)
[0076]
v31：逆变器1(u、v、w)＝(断开、导通、断开)
[0077]
逆变器2(u、v、w)＝(导通、断开、断开)。
[0078]
在这些的基础上，加上逆变器1、2的全相成为导通的v77、全相成为断开的v00。如根据各矢量的pwm波形可知的那样，由于逆变器1、2的导通相数一致，因此不产生零轴电压v0。即，如果以该pwm开关模式进行通电，则能够抑制图4、图5所示的零轴电流的载波分量的波动。
[0079]
在图9中，使用下述的第1、第2矢量模式。第1、第2矢量模式相当于第1、第2开关模
式。
[0080]
《第1矢量模式》
[0081]
是产生向马达m施加的电压且不产生相等地作用于3相的零轴电压的模式。是上述v15、v24、v26、v35、v31、v46、v42、v51、v53、v62、v64、v13这12个模式。
[0082]
《第2矢量模式》
[0083]
是不产生作用于马达m的相间的电压且不产生相等地作用于3相的零轴电压的模式。v77、v00是全部扇区中的第2矢量模式。
[0084]
图9相当于专利文献1的图8，1个控制周期中的矢量模式的输出顺序成为“第2、第1、第1、第2”。但是，在图9所示的pwm开关模式中，在将通常的逆变器的输出设为1的情况下，将图9内的第1开关模式分别各两个所位于的点连结而成的正六边形的内切圆内成为驱动范围。如此，只能将电压输出至通常逆变器的√3倍。
[0085]
因此，在本实施方式中，在空间电压矢量调制部18中，在控制周期中仅产生一种的12个第1矢量模式。在图10中用空间矢量表示这些模式。在图10中，将图9所示的6个扇区进一步平分而分为12个扇区，根据各扇区按照每30度电角度来切换电压矢量。另外，图9以及图10所示的控制周期为相等长度。
[0086]
例如，为了输出图10中箭头所示的属于扇区7的矢量，仅选择电压矢量v42。电压矢量的pwm波形为：
[0087]
v42：逆变器1(u、v、w)＝(断开、导通、导通)
[0088]
逆变器2(u、v、w)＝(导通、导通、断开)。
[0089]
由此，图10所示的正六边形的外切圆上的6个点成为驱动点，且成为√3
×
2/√3＝2，因此能够使输出电压成为通常的逆变器的2倍。并且，逆变器1、2的导通相数一致，因此不产生零轴电压v0，还能够抑制零轴电流的载波分量的波动。空间电压矢量调制部18相当于零轴电流抑制部。
[0090]
在图11中表示与1周量电角度的各电压矢量对应的马达3相电压波形。通过逆变器1、2的开关模式而得到的马达相电压波形成为120度的方形波电压，与以往的伪正弦波电压相比较，能够将直流电压直接施加于马达而实现高输出化。并且，开关次数较少，因此能够降低fet3的开关损失。
[0091]
此外，也能够对开关模式的一部分进行变更而实现简化，在图12中例如将奇数扇区的电压矢量置换成下一个偶数扇区的电压矢量。
[0092]
如以上那样，根据本实施方式，在通过一次侧逆变器1以及二次侧逆变器2驱动3相绕组分别独立且具备6个输出端子ua～wb的开口绕组构造的马达m的构成中，控制装置11基于逆变器1、2各自的线间的占空比对马达m的电流、旋转速度进行控制，并且具备空间电压矢量调制部18。
[0093]
空间电压矢量调制部18对于由逆变器1、2的导通断开模式的组合即64个电压矢量形成的空间电压矢量，将以两个第2开关模式所位于的点为中心、以各两个第1开关模式所位于的点为顶点而分割出的6个区域进一步平分而分割为12个扇区，对于与各扇区对应地使用的第1开关模式，在控制周期中仅选择1个模式。
[0094]
由此，能够抑制与逆变器1、2的开关同步地流动的载波分量的零轴电流，并且与通过1台逆变器驱动通常的3相马达的构成相比，能够使针对马达m的输出电压成为2倍。此外，
空间电压矢量调制部18对于相邻的两个扇区选择相同的第1开关模式，因此能够更简单地进行控制。并且，通过将本实施方式的开口绕组马达驱动装置应用于空调机30，能够高输出
·
高效率地进行空调运转。
[0095]
(第2实施方式)
[0096]
以下，对于与第1实施方式相同的部分赋予相同的符号而省略说明，对不同的部分进行说明。首先，对以基波频率的3倍分量流动的零轴电流的抑制进行说明。(4)式是开口绕组马达的dq0轴电压与电流的关系式。
[0097]
【数式4】
[0098][0099]
此处，可知，当流动dq轴电流id、iq时，由于(4)式所示的对角项的要素的影响而产生零轴电压v0。这是从dq轴向0轴的干扰，作为产生零轴电压v0的结果而会流动零轴电流i0。
[0100]
图13所示的第2实施方式的控制装置42具备代替电流检测
·
坐标转换部12的电流检测
·
坐标转换部43、零轴电压生成部44、以及代替空间电压矢量调制部18的空间电压矢量调制部45。如上所述，电流检测
·
坐标转换部43通过(1)式将检测到的各相电流iu、iv、iw转换成在矢量控制中使用的d、q以及0的各轴坐标的电流id、iq、i0。
[0101]
图14表示零轴电压生成部44的详细构成。零轴电压生成部44具备p控制部44a以及共振控制部44b。在p控制部44a中，对零轴电流指令i
0ref
与检测电流i0的差分值乘以比例增益k
p0
。共振控制部44b构成为，提高对于相电流的基波频率ω的3倍即3ω的平方值的追随性。对上述差分值乘以共振增益kr，且通过减法器50取得与积分器46的积分结果之差，并输入至积分器47。
[0102]
积分器47的积分结果被输入至加法器48以及乘法器49。在乘法器49中取得与频率(3ω)2之积，并将其结果输入至积分器46。在加法器48中，加上对上述差分值乘以比例增益k
p0
而得到的结果，并输出零相电压v0的(1/√2)倍值。
[0103]
但是，当仅使用第1实施方式所示的不产生零轴电压v0的空间电压矢量模式时，无法生成针对(4)式所述的用于抑制由于干扰而流动的零轴电流i0的控制所需要的零轴电压v0。因此，在第2实施方式中，追加使用下述第3矢量模式。第3矢量模式相当于第3开关模式。
[0104]
《第3矢量模式》
[0105]
是产生作用于马达m的相间的电压且产生相等地作用于3相的零轴电压的模式。
[0106]
然后，在对于与各扇区对应地使用的第1矢量模式、在控制周期中仅输出1个模式之前或之后，插入第3矢量模式。由此，平均地控制零轴电压v0。
[0107]
此处，参照图15以及图16对偶数扇区的情况下的零轴电压v0的控制方法进行说明。例如，在扇区6中v31成为第1矢量模式。并且，如图15所示，当在扇区6中使零轴电流i0减少时，作为第3矢量模式，选择相对于第1矢量模式v31使构成一次侧逆变器1的fet3断开的矢量模式即v01。当在第1矢量模式之后插入第3矢量模式情况下，开关模式如下那样变化。
[0108]
一次侧逆变器(uvw)(010)
→
(000)
[0109]
二次侧逆变器(uvw)(100)
→
(100)
[0110]
即，第3矢量模式v01为，逆变器2的fet3导通的相数比逆变器1多一个。由此，使零轴电流i0减少。
[0111]
另外，在零轴电压v0为负的情况下，将逆变器1的v相占空比与通过(5)式计算出的占空比vv的6倍值相加。此处，设为6倍值的原因在于，如后述的第3实施方式所示，与非同步pwm驱动时相比在切换驱动方式时使控制量相等。在非同步pwm驱动时施加三次
±
1/3v
dc
的零轴电压。在同步pwm驱动时，在偶数扇区中施加一次
±
1/3v
dc
的零轴电压。由于将占空比的2倍值进一步设为3倍，因此成为6倍。
[0112]
此处，“占空比的2倍值”与pwm信号脉冲的生成方法相关。在非同步pwm驱动中，以使脉冲以pwm周期的中间相位为基准而朝两侧伸缩的方式产生脉冲。与此相对，在同步pwm驱动中，以使脉冲以pwm周期的一端为基准而朝一侧伸缩的方式产生脉冲。因而，关于进行加减的脉冲宽度值，后者成为前者的2倍。
[0113]
【数式5】
[0114][0115]
此外，如图16所示，当在扇区6中使零轴电流i0增加时，作为第3矢量模式，选择相对于第2矢量模式v31使构成二次侧逆变器2的fet3断开的矢量模式v30。当在第1矢量模式之后插入第3矢量模式的情况下，开关模式如下那样变化。
[0116]
一次侧逆变器(uvw)(010)
→
(010)
[0117]
二次侧逆变器(uvw)(100)
→
(000)
[0118]
即，第3矢量模式v30为，逆变器1的fet3导通的相数比逆变器2多一个。由此，使零轴电流i0增加。另外，在零轴电压v0为正的情况下，将逆变器2的u相占空比减去通过(5)式计算出的占空比vu的6倍值。
[0119]
接着，参照图17以及图18对奇数扇区的情况下的零轴电压v0的控制方法进行说明。例如，在扇区7中，v42成为第1矢量模式。如图17所示，当在扇区7中使零轴电流i0减少时，作为第3矢量模式，选择相对于第1矢量模式v42使构成一次侧逆变器1的fet3断开的矢量模式v02。当在第1矢量模式之后插入第3矢量模式的情况下，开关模式如下那样变化。
[0120]
一次侧逆变器(uvw)(011)
→
(000)
[0121]
二次侧逆变器(uvw)(110)
→
(110)
[0122]
即，第3矢量模式v02为，逆变器2的fet3导通的相数比逆变器1多两个。由此，使零轴电流i0减少。然后，在零轴电压v0为负的情况下，将逆变器1的v、w相占空比与通过(5)式计算出的占空比vv、vw的6倍值相加。在非同步pwm驱动时，施加三次
±
1/3v
dc
的零轴电压。在
同步pwm驱动时，在奇数扇区中施加一次
±
2/3v
dc
的零轴电压。通过后述的v0/2，大小与偶数扇区一致。
[0123]
此外，如图18所示，当在扇区7中使零轴电流i0增加时，作为第3矢量模式，选择相对于第2矢量模式v42使构成二次侧逆变器2的fet3断开的矢量模式v40。当在第1矢量模式之后插入第3矢量模式的情况下，开关模式如下那样变化。
[0124]
一次侧逆变器(uvw)(011)
→
(011)
[0125]
二次侧逆变器(uvw)(110)
→
(000)
[0126]
该情况下的第3矢量模式v40为，逆变器1的fet3导通的相数比逆变器2多两个。由此，使零轴电流i0增加。然后，在零轴电压v0为正的情况下，将逆变器2的u、v相占空比减去通过(5)式计算出的占空比vu、vv的6倍值。
[0127]
通过如此进行控制，零轴电压v0_ripple仅在正侧、负侧连续地产生。因而，如图6所示，不产生与v0_ripple朝正、负变动相伴随的零轴电流i0的波动，能够抑制3倍频率分量。另外，在控制周期中，也可以在第1矢量模式之前插入第3矢量模式。
[0128]
图19表示基于上述控制原理的空间电压矢量调制部45的内部构成，具备空间矢量运算部45a以及零轴电压合成部45b。空间矢量运算部45a根据所输入的电压指令vα、vβ的大小来决定属于12个扇区中的哪个扇区，并根据扇区来选择第1矢量模式。例如，如果是扇区7，则选择v42。
[0129]
所选择的一个矢量模式的电压值以及零轴电压v0与直流电压v
dc
一起输入至零轴电压合成部45b。在零轴电压合成部45b中，如图15～图18所示，根据扇区以及零轴电流i0的增减来选择并插入第3矢量模式。在扇区7的情况下，第1矢量模式为v42，在使零轴电流减少的情况下插入的第3矢量模式为v02，在使零轴电流增加的情况下插入的第3矢量模式为v40。
[0130]
另外，在图15～图18中，仅在一处插入第3矢量模式的电压矢量，但在偶数扇区与奇数扇区中产生的零轴电压的大小相差2倍。通过第3矢量模式产生的零轴电压需要与由零轴电压生成部44输出的零轴电压指令v0一致。因而，按照每个扇区使针对零轴电压指令v0的控制量一致，因此，例如，在奇数扇区中第3矢量模式的电压矢量的大小成为v0/2。
[0131]
通过以上运算而得到逆变器1、2各自的3相电压的大小，因此除以直流电压v
dc
而决定各相的占空比du1、dv1、dw1、du2、dv2、dw2并输出。
[0132]
图20、图21分别表示模拟了第1、第2实施方式的控制对零轴电流的抑制结果的波形。可知，与图20相比，在图21中能够抑制相电流的基波频率的3倍分量。
[0133]
如以上那样，根据第2实施方式，空间电压矢量调制部45为，在对于与各扇区对应地使用的1个矢量模式、在控制周期中仅输出1个模式之前或之后，插入第3矢量模式。在产生负极性的零轴电压时，作为第3矢量模式，选择基于第1矢量模式使构成逆变器1的fet3全部断开的矢量模式，在产生正极性的零轴电压时，作为第3矢量模式，选择基于第1矢量模式使构成逆变器2的fet3全部断开的矢量模式。
[0134]
由此，能够抑制以相电流的基波频率的3倍分量流动的低频的零轴电流、以及与逆变器1、2的开关同步地流动的载波分量的零轴电流的双方，能够实现逆变器1及2以及马达m的低电流化
·
低损失化。
[0135]
(第3实施方式)
[0136]
第3实施方式涉及驱动方式的切换控制。第1以及第2实施方式特别是在马达m以高速运转的区域中将调制率设定得大于0.866、且使输出电压增大时较有效。因此，在马达m以低速运转的区域中采用不同的驱动方式、例如与专利文献1相同的驱动方式。在以下，将在高速运转区域中采用的第1实施方式的驱动方式称作“同步脉冲控制”，将在低速运转区域中采用的驱动方式称作“通常脉冲控制”。
[0137]
图22表示执行通常脉冲控制时的控制装置51的构成。以第2实施方式的构成为基础，具备d轴电流指令生成部52、代替电流控制部16的dq轴电流控制部53、以及代替空间电压矢量调制部45的空间电压矢量调制部54。d轴电流指令生成部52通过根据直流电压v
dc
以及dq轴的电压振幅v
dq
对两者之差进行pi运算，由此生成并输出用于弱磁场控制的d轴电流指令值。
[0138]
图23表示dq轴电流控制部53的详细构成。dq轴电流控制部53具备pi控制部55d、55q以及非干扰项运算部56。pi控制部55d根据d轴电流指令值i
dref
与d轴电流id之间的差分，通过pi控制运算对d轴电压v
d_pi
进行运算。pi控制部55q同样根据q轴电流指令值i
qref
与q轴电流iq之间的差分，通过pi控制运算对q轴电压v
q_pi
进行运算。
[0139]
非干扰项运算部56为了防止dq轴的干扰，而通过图中所示的公式求出非干扰项v
d_ff
、v
q_ff
，并通过加法器58d、58q分别与d轴电压v
d_pi
、q轴电压v
q_pi
相加。然后，加法器58d、58q的相加结果成为最终的d轴电压指令值vd、q轴电压指令值vq。
[0140]
对如此地区分在通常脉冲控制与同步脉冲控制中使用的电流控制部的构成的理由进行说明。通常脉冲控制是在电流控制中直接生成d轴电压vd、q轴电压vq的一般的矢量控制，使电流追随根据弱磁场控制与速度控制的结果而得到的电流指令值。由此，实现电流相位的提前控制以及马达的输出扭矩控制的响应性良好的马达控制。即，应用重视控制性的电流控制。
[0141]
另一方面，同步脉冲控制在马达的高输出区域中使用，因此与通常脉冲控制相比，需要使输出电压达到直流电压的最大值而使电流相位进一步提前。即，是重视输出的控制。在该情况下，在根据电压振幅和电压相位对d、q轴电压vd、vq进行运算并指示输出电压的情况下，容易控制马达。如果调制率为1.0，则电压振幅会输入最大值，仅对电压相位进行控制来控制q轴电流，并对其结果速度进行控制。其结果，进行弱磁场控制。
[0142]
接着，参照图24至图29对第3实施方式的作用进行说明。如图24所示，例如当从上位控制装置输入的、指示从通常脉冲控制向同步脉冲控制切换的信号成为导通时(s1；是)，在确认同步脉冲控制中的电流控制部16处于停止中之后(s2；是)，对当前时刻的通常脉冲控制中的电压振幅vdq、电压相位θ进行运算(s3、s4)。电压振幅v
dq
是d轴电压vd与q轴电压vq的平方和的平方根，电压相位θ为atan(vd/vq)。
[0143]
此处，从通常脉冲控制向同步脉冲控制的切换例如为，将调制率0.866设定为阈值，在伴随着马达m的运转状态而需要将调制率设定得大于0.866时，使上述切换指示信号导通。
[0144]
接着，设定开始同步脉冲控制时的电压振幅、电压相位的初始值v
amp
、θv(s5)。电压振幅的初始值v
amp
设定为电压振幅v
dq
，电压相位的初始值θv将电流控制部16的pi控制部22输出的θ
v_pi
的积分项设为从上述电压相位θ减去非干扰项θ
v_ff
而得到的值。另外，在切换时开始运算非干扰项θ
v_ff
。其结果，电压相位θv的初始值成为根据切换前的电压vd、vq计算出
的电压相位θ。由此，能够在电流控制部的切换前后使电压vd、vq的大小一致。
[0145]
接着，使在同步脉冲控制中使用的电流控制部16的动作开始(s6)，如图26所示，仅pi控制部55使dq轴电流控制部53的动作停止(s7)。图26概念性地表示步骤s5～s7的处理。非干扰项运算部56为了在后述的向反方向的切换时使用运算结果而继续动作。之后，判断电压振幅是否从初始值的v
dq
成为(v
dc
×
2/√3)、即直流电压v
dc
的2倍值的相电压换算值以上(s8，参照图27)。
[0146]
如果v
amp
达到(v
dc
×
2/√3)(s8；否)，则使电压振幅增加(s11)。当v
amp
达到(v
dc
×
2/√3)时(s8；是
→
s9)，如第1实施方式那样使用空间电压矢量来进行同步脉冲控制(s10，参照图28)。即，从空间电压矢量调制部54切换成空间电压矢量调制部18。
[0147]
与图24相反，图25表示从同步脉冲控制向通常脉冲控制的切换处理。当指示从同步脉冲控制向通常脉冲控制切换的信号成为导通时(s21；是)，从空间电压矢量调制部18切换成空间电压矢量调制部54(s22；是
→
s23)。然后，对电压振幅的目标值进行运算(s24)。目标值v
dq
设为由通常脉冲控制中的非干扰项运算部56计算出的v
d_ff
与v
q_ff
的平方和的平方根。
[0148]
之后，使输出电压v
amp
从最大值(v
dc
×
2/√3)缓慢减少至目标值v
dq
(s25、s30)。当输出电压v
amp
达到目标值v
dq
时(s25；是
→
s26)，开始dq轴电流控制部53的动作(s28)而使电流控制部16的动作停止(s29)，但在此之前设定d轴电压vd、q轴电压vq以及d轴电流指令i
dref
的初始值(s27)。如上所述，由于非干扰项被作为目标值、初始值而输入，因此将pi控制部55的积分项的初始值设为0。此外，同步脉冲控制时的d轴电流被作为d轴电流指令i
dref
而覆盖，因此在切换成通常脉冲控制时被用作为弱磁场控制部的积分项的初始值。
[0149]
图29表示如通常脉冲控制
→
同步脉冲控制
→
通常脉冲控制那样转移的情况下的模拟结果。在6极马达中，pwm控制载波频率为5khz，转速为80rps，输出扭矩为3n
·
m，输出电压v
amp
的变化率为0.7v/ms。在控制的切换时马达的转速小于1rps，能够几乎不变动地顺畅切换。
[0150]
另外，在第3实施方式的驱动方式的切换中，在控制装置11、42、51中分别使用的功能块被替换，但在实际地构成这些控制装置时，能够使用微型计算机、dsp(digital signal processor)的软件、或者使用fpga(field programmable gate array)等。因而，即使在实时控制中也可以灵活地进行功能块的替换。
[0151]
如以上那样，根据第3实施方式，在驱动逆变器1以及2的信号的调制率达到阈值之前，进行如下的通常脉冲控制：在控制周期中接着第2开关模式的输出而输出两次第1开关模式，之后再次输出第2开关模式。然后，当调制率达到阈值时切换成同步脉冲控制。由此，能够选择性地使用适合于马达m的运转状态的驱动方式。此外，在切换驱动方式时，通过适当地设定在控制中使用的参数的初始值，能够抑制马达m的旋转速度产生变动，能够顺畅地进行切换。
[0152]
(其他实施方式)
[0153]
电流传感器7可以是分流电阻也可以是ct。
[0154]
交流电源也可以是单相。
[0155]
开关元件并不限定于mosfet，除此之外，也可以使用igbt、功率晶体管、sic、gan等宽带隙半导体等。
[0156]
对本发明的几个实施方式进行了说明，但这些实施方式是作为例子而提示的，并不意图对发明的范围进行限定。这些新的实施方式能够以其他各种方式加以实施，在不脱离发明的主旨的范围内能够进行各种省略、置换、变更。这些实施方式及其变形包含于发明的范围及主旨中，并且包含于专利请求范围所记载的发明和与其等同的范围中。