高转换效率的llc谐振转换器
技术领域：
：1.本发明涉及切换式电源转换器(switching-modepowersupply,smps)的有关
技术领域：
：，尤指一种高转换效率的llc谐振转换器。
背景技术：
：：2.切换式电源转换器(switching-modepowersupply,smps)的技术已被广泛地应用于制作各式电机装置与电子产品的电源供应器。并且，随着电子产品朝向轻薄短小的趋势发展，必须通过提升切换频率的方式来增加切换式电源转换器的功率密度，才能够有效地缩小切换式电源转换器的机构体积。于是，具零电压切换(zerovoltageswitching,zvs)与零电流切换(zerocurrentswitching,zcs)特色的llc谐振转换器(llcresonantconverter)因此被提出。3.图1显示现有的一种llc串联谐振转换器的电路架构图。如图1所示，现有的llc串联谐振转换器2’包括：耦接市电的一全桥整流器21’、具有一第一开关组件sq1’的一功率因子修正单元22’、包括一第二开关组件sq2’和一第三开关组件sq3’的一桥式开关单元23’、一谐振单元24’、一变压器单元25’、一输出整流单元26’、一电流检出电阻rs’、包括一第一分压电阻rv1’与一第二分压电阻rv2’的一电压检出单元、一误差放大单元27’、一隔离回授单元28’、以及一控制单元29’。其中，该谐振单元24’包括一谐振电感lr’与一振电容cr’。并且，该变压器单元25’的一激磁电感lm’与该谐振电感lr’及该谐振电容cr’一同组成一llc谐振槽。4.在正常工作情况下，调变该第二开关组件sq2’和该第三开关组件sq3’的切换频率(switchingfrequency,fs)可以改变llc串联谐振转换器2’的增益值(gain)，以达到控制输出电压的调整。换句话说，相对于宽范围的输出电压，切换频率也必须跟着变宽。如此一来，输出电压调变的范围越宽，则操作频率也就越宽，从而必须相对提升该llc谐振槽的硬件规格，使得切换频率与llc谐振槽的一谐振频率(resonantfrequency,fr)的比值能够尽量地控制在接近1，亦即fs＝fr。5.然而，就实务层面而言，在完成输出电压调变的范围完成llc谐振槽的硬件的规格设计及制作以后，谐振频率即随之固定。换句话说，谐振频率无法依据电路的当前负载率(immediateloadrate)而进行在线实时调变。在此情况下，便只能够利用控制单元29’调整切换频率。例如，当负载装置3’从空载(noloadorlightload)切换至满载(fullload)时，切换频率必须被快速且大幅度地调变，如此才能够将输出电压的范围稳定于规格内。因此，在实务操作中，当负载率快速变化时，切换频率无法直接地调变至等于或者接近谐振频率，因而导致llc串联谐振转换器2’的转换效率(conversionefficiency)大幅下降。6.如图1所示，现有技术利用调整该控制单元29’的补偿参数的方式达到快速调变所述切换频率的效果。然而，实务经验显示，此种方法会造成输出电压的不稳定跳动。实务上，如图1所示，加入该功率因子修正单元22’可以减少由该全桥整流器21’所输出的一脉动直流信号的谐波成份并使输入电流与输入电压同相位从而提高功率因数。利用一切换信号控制该第一开关组件sq1’后，可以调整该功率因子修正单元22’的输出电压，达到协助稳定输出电压的效果。7.图2显示具有该功率因子修正单元22’的现有的llc串联谐振转换器2’的负载率相对于转换效率的曲线图。在图2中，曲线a是在市电提供115vac的交流电的情况下量测得到，而曲线b是在市电提供230vac的交流电的情况下量测得到。量测数据显示，功率因子修正单元22’的确有助于提升现有的llc串联谐振转换器2’的转换效率，且所述转换效率的最高数值约为95％，此时该llc串联谐振转换器2’的负载率约为50％。值得注意的是，当该llc串联谐振转换器2’的操作在轻载或重载时，所述转换效率仍旧还是会大幅下降。8.由上述说明可知，现有的具有功率因子修正单元的llc串联谐振转换器仍具有进一步改善的空间。有鉴于此，本案发明人极力加以研究发明，而终于研发完成本发明的一种高转换效率的llc谐振转换器。技术实现要素：9.本发明的主要目的在于提供一种高转换效率的llc谐振转换器，其基础上包括：一直流电提供单元、一桥式开关单元、一谐振单元、一变压器单元、一输出整流单元、一检出单元、一第一控制单元、一误差放大单元、一第一隔离回授单元、以及一第二控制单元。依据本发明的设计，该误差放大单元依据检测自该检出单元的两端的一电压差而产生一调整电压信号从而传送至该第一控制单元，使该第一控制单元依据该调整电压信号而获知所述llc谐振转换器的一当前负载率(immediateloadrate)，接着基于该当前负载率而产生一第一调整信号。继续地，该第二控制单元通过该第一隔离回授单元接收该第一调整信号，从而依据该第一调整信号而产生一开关组件控制信号传送至该直流电提供单元中的一开关组件，以该开关组件周期性地开/关从而调整该直流电提供单元的一输出电压，使该llc谐振转换器在任何负载状况下皆可保持大于或等于98％的一转换效率。10.为达成上述目的，本发明提出所述llc谐振转换器的一第一实施例，其包括：11.一直流电提供单元，具有至少一第一开关组件，且用以接收一电源，从而对该电源执行一电源转换处理之后输出一第一电压信号；12.一桥式开关单元，耦接该直流电提供单元以接收该第一电压信号；13.一谐振单元，耦接该桥式开关单元以接收传送自该桥式开关单元的一第二电压信号，且包括一谐振电感与一谐振电容；14.一变压器单元，包括一初级绕组、与该初级绕组并联的一激磁电感、以及具有一第一电性端、一第二电性端与一第三电性端的一次级绕组，且以其所述初级绕组耦接该谐振单元，使该激磁电感与该谐振电感及该谐振电容一同组成一llc谐振槽；15.一输出整流单元，耦接该次级绕组的该第一电性端和该第三电性端，用以对接收自该次级绕组的一第三电压信号执行一整流处理，从而提供一输出电压给至少一负载装置；16.一检出单元，耦接该次级绕组的该第二电性端；17.一第一控制单元，耦接该输出整流单元；18.一误差放大单元，耦接该检出单元的两端与该第一控制单元，从而依据该检出单元的两端的一电压差而产生一调整电压信号以传送至该第一控制单元，使该第一控制单元依据该调整电压信号而获知所述llc谐振转换器的一当前负载率，接着基于该当前负载率而产生一第一调整信号；19.一第一隔离回授单元，耦接该第一控制单元；以及20.一第二控制单元，耦接该第一隔离回授单元以通过该第一隔离回授单元接收所述第一调整信号，且依据该第一调整信号而产生一第一开关组件控制信号传送至该第一开关组件的一控制信号接收端，从而控制该第一开关组件周期性地开/关以对应于该当前负载率而调整该第一电压信号，以此方式维持该llc谐振转换器的一转换效率(conversionefficiency)。21.为达成上述目的，本发明提出所述llc谐振转换器的一第二实施例，其包括：22.一直流电提供单元，具有至少一第一开关组件，且用以接收一电源，从而对该电源执行一电源转换处理之后输出一第一电压信号；23.一桥式开关单元，耦接该直流电提供单元以接收该第一电压信号；24.一谐振单元，耦接该桥式开关单元以接收传送自该桥式开关单元的一第二电压信号，且包括一谐振电感与一谐振电容；25.一变压器单元，包括一初级绕组、与该初级绕组并联的一激磁电感、以及具有一第一电性端、一第二电性端与一第三电性端的一次级绕组，且以其所述初级绕组耦接该谐振单元，使该激磁电感与该谐振电感及该谐振电容一同组成一llc谐振槽；26.一输出整流单元，耦接该次级绕组的该第一电性端和该第三电性端，用以对接收自该次级绕组的一第三电压信号执行一整流处理，从而提供一输出电压给至少一负载装置；27.一检出单元，耦接该次级绕组的该第二电性端；28.一第一控制单元，耦接该输出整流单元；29.一误差放大单元，耦接该检出单元的两端，从而依据该检出单元的两端的一电压差而产生一调整电压信号；30.一第一隔离回授单元，耦接该误差放大单元；以及31.一第二控制单元，耦接该第一隔离回授单元，以通过该第一隔离回授单元接收所述调整电压信号，使该第二控制单元依据该调整电压信号而获知所述llc谐振转换器的一当前负载率，接着基于该当前负载率而产生一第一开关组件控制信号传送至该第一开关组件的一控制信号接收端，从而控制该第一开关组件周期性地开/关以对应于该当前负载率而调整该第一电压信号，以此方式维持该llc谐振转换器的一转换效率(conversionefficiency)。32.在前述本发明的llc谐振转换器的第一实施例与第二实施例中，该直流电提供单元为一交流-直流转换器或一直流-直流转换器。33.并且，在可行的实施例中，该直流电提供单元为一升压式交流-直流转换器，且包括：34.一全桥整流单元，耦接该电源，用以将传送自该电源的一交流电信号转换成一脉动直流电压信号；以及35.包含该至少一第一开关组件的一功率因子修正单元。36.在前述本发明的llc谐振转换器的第一实施例与第二实施例中，该功率因子修正单元为一半无桥式功率因子修正器(semi-bridgelesspfc)、一交错式功率因子修正器(interleavingpfc)、一图腾柱功率因子修正器(totempolepfc)、或一常规功率因素修正器。37.在前述本发明的llc谐振转换器的第一实施例与第二实施例中，该桥式开关单元为一半桥开关单元或一全桥开关单元。38.并且，在可行的实施例中，该桥式开关单元为一半桥开关单元，且包括：39.一第二开关组件，具一第一电性端、一第二电性端与一控制信号接收端，且以其所述第一电性端和所述第二电性端分别耦接该直流电提供单元的该功率因子修正单元和该谐振单元；40.一第三开关组件，具一第一电性端、一第二电性端与一控制信号接收端，且以其所述第二电性端和所述第一电性端分别耦接该直流电提供单元的该功率因子修正单元和该谐振单元。41.在前述本发明的llc谐振转换器的第一实施例与第二实施例中，该输出整流单元为一同步整流单元，且包括：42.一第四开关组件，具一第一电性端、一第二电性端与一控制信号接收端，且以其所述第一电性端和所述第二电性端分别耦接该次级绕组该第一电性端和该第三电性端；以及43.一第五开关组件，具一第一电性端、一第二电性端与一控制信号接收端，且以其所述第一电性端和所述第二电性端分别耦接该次级绕组该第三电性端和该负载装置；44.其中，该第一控制单元耦接该第四开关组件的该控制信号接收端和该第五开关组件的该控制信号接收端。45.在前述本发明的llc谐振转换器的第一实施例与第二实施例中，该第一开关组件、该第二开关组件、该第三开关组件、该第四开关组件、与该第五开关组件皆为一功率型金属氧化物半导体场效晶体管、一氮化镓功率型金属氧化物半导体场效晶体管或一绝缘闸双极晶体管(insulatedgatebipolartransistor,igbt)。46.在前述本发明的llc谐振转换器的第一实施例中，该第一控制单元包括：47.一转换单元，用以对该调整电压信号执行一转换处理，从而获得所述当前负载率；以及48.一微处理单元，依据所述当前负载率而产生所述第一调整信号。49.并且，前述本发明的llc谐振转换器的第一实施例还包括：50.一电压检出单元，耦接该次级绕组该第二电性端；以及51.一第二隔离回授单元，耦接该第一控制单元，且同时耦接该第二开关组件的该控制信号接收端与该第三开关组件的该控制信号接收端；52.其中，该第一控制单元通过该电压检出单元取得一采样输出电压，进而依据该采样输出电压产生一第二调整信号，且该第二隔离回授单元在接收所述第二调整信号之后分别传送一第二开关组件控制信号与一第三开关组件控制信号至该第二开关组件与该第三开关组件。53.在前述本发明的llc谐振转换器的第二实施例中，该第二控制单元包括：54.一转换单元，用以对该调整电压信号执行一转换处理，从而获得所述当前负载率；以及55.一微处理单元，依据所述当前负载率而产生所述第一开关组件控制信号。56.并且，前述本发明的llc谐振转换器的第二实施例还包括：57.一电压检出单元，耦接该次级绕组该第二电性端；以及58.一第二隔离回授单元，耦接该第一控制单元，且同时耦接该第二开关组件的该控制信号接收端与该第三开关组件的该控制信号接收端；59.其中，该第一控制单元通过该电压检出单元取得一采样输出电压，进而依据该采样输出电压产生一调整信号，且该第二隔离回授单元在接收所述调整信号之后分别传送一第二开关组件控制信号与一第三开关组件控制信号至该第二开关组件与该第三开关组件。附图说明60.图1为现有的llc串联谐振转换器的电路架构图；61.图2为具有功率因子修正单元的现有的llc串联谐振转换器的负载率相对于转换效率的曲线图；62.图3为本发明的一种高转换效率的llc谐振转换器的电路架构图；63.图4为功率因子修正单元的电路拓朴图；64.图5为负载率相对于功率因子修正单元的输出电压的数据曲线图；65.图6为本发明的高转换效率的llc谐振转换器的负载率相对于转换效率的曲线图；以及66.图7为本发明的一种高转换效率的llc谐振转换器的电路架构图。图中主要符号说明：67.1:llc谐振转换器68.10:直流电提供单元69.11:全桥整流单元70.12:功率因子修正单元71.13:桥式开关单元72.14:谐振单元73.15:变压器单元74.16:输出整流单元75.17:第一控制单元76.171:微处理单元77.172:转换单元78.18a:第一隔离回授单元79.18b:第二隔离回授单元80.19:第二控制单元81.191:微处理单元82.192:转换单元83.1e:误差放大单元84.sq1:第一开关组件85.sq2:第二开关组件86.sq3:第三开关组件87.sq4:第四开关组件88.sq5:第五开关组件89.rv1:第一分压电阻90.rv2:第二分压电阻91.rs:检出单元92.co:输出电容93.cr:谐振电容94.lr:谐振电感95.lm:激磁电感96.3:负载装置[0097]2’:llc串联谐振转换器[0098]21’:全桥整流器[0099]22’:功率因子修正单元[0100]23’:桥式开关单元[0101]24’:谐振单元[0102]25’:变压器单元[0103]26’:输出整流单元[0104]27’:误差放大单元[0105]28’:隔离回授单元[0106]29’:控制单元[0107]sq1’:第一开关组件[0108]sq2’:第二开关组件[0109]sq3’:第三开关组件[0110]rv1’:第一分压电阻[0111]rv2’:第二分压电阻[0112]rs’:电流检出电阻[0113]cr’:谐振电容[0114]lr’:谐振电感[0115]lm’:激磁电感[0116]3’:负载装置具体实施方式[0117]为了能够更清楚地描述本发明所提出的一种高转换效率的llc谐振转换器，以下将配合图式，详尽说明本发明的较佳实施例。[0118]第一实施例[0119]请参阅图3，其显示本发明的一种高转换效率的llc谐振转换器的电路架构图。如图3所示，本发明的高转换效率的llc谐振转换器(下文简称“llc谐振转换器1)主要包括：一直流电提供单元10、一桥式开关单元13、一谐振单元14、一变压器单元15、一输出整流单元16、一检出单元rs、一第一控制单元17、一误差放大单元1e、一第一隔离回授单元18a、以及一第二控制单元19。其中，该直流电提供单元10具有至少一第一开关组件sq1，且用以接收一电源，从而对该电源执行一电源转换处理之后输出一第一电压信号v1。在可行的实施例中，该直流电提供单元10可以是一交流-直流转换器或一直流-直流转换器。[0120]继续地参阅图3，并请同时参阅图4所显示的功率因子修正单元12的电路拓朴图。图4绘示该直流电提供单元10示范性地为一升压式交流-直流转换器，且其包括一全桥整流单元11以及包含该至少一第一开关组件sq1的一功率因子修正单元12。更详细地说明，该全桥整流单元11耦接该电源，用以将传送自该电源的一交流电信号ac转换成一脉动直流电压信号vin。并且，该功率因子修正单元12耦接该全桥整流单元11以接收所述脉动直流电压信号vin，从而输出所述第一电压信号v1。换句话说，所述脉动直流电压信号vin作为该功率因子修正单元12的一输入电压信号，而所述第一电压信号v1则为该功率因子修正单元12的一输出电压信号。[0121]在此，必须加以强调的是，本发明不特别限制所述功率因子修正单元12的实施方式。因此，在可行的实施例中，所述功率因子修正单元12可为一半无桥式功率因子修正器(semi-bridgelesspfc)、一交错式功率因子修正器(interleavingpfc)、一图腾柱功率因子修正器(totempolepfc)、或现有的常规型功率因素修正器。进一步地，图3与图4绘示该桥式开关单元13耦接该直流电提供单元10以接收该第一电压信号v1。[0122]本发明同样不特别限制所述桥式开关单元13的实施方式。因此，在可行的实施例中，所述桥式开关单元13可为一半桥开关单元或一全桥开关单元。故而，图4绘示该桥式开关单元13为示范性地为一半桥开关单元，且其包括一第二开关组件sq2与一第三开关组件sq3。更详细地说明，该第二开关组件sq2具一第一电性端、一第二电性端与一控制信号接收端，且以其所述第一电性端和所述第二电性端分别耦接该直流电提供单元10的该功率因子修正单元12和该谐振单元14。另一方面，该第三开关组件sq3具一第一电性端、一第二电性端与一控制信号接收端，且以其所述第二电性端和所述第一电性端分别耦接该直流电提供单元10的该功率因子修正单元12和该谐振单元14。[0123]该谐振单元14耦接该桥式开关单元13以接收传送自该桥式开关单元13的一第二电压信号v2，且包括一谐振电感lr与一谐振电容cr。其中，该谐振电感lr的一第一端耦接至该第二开关组件sq2的该第二电性端和该第三开关组件sq3的该第一电性端之间的一共接点，且该谐振电容cr的一第一端耦接至该第三开关组件sq3的该第二电性端。如图3与图4所示，该变压器单元15包括一初级绕组、与该初级绕组并联的一激磁电感lm、以及具有一第一电性端、一第二电性端与一第三电性端的一次级绕组，且以其所述初级绕组耦接该谐振单元14，使该激磁电感lm与该谐振电感lr及该谐振电容cr一同组成一llc谐振槽。[0124]继续地参阅图3与图4。该输出整流单元16耦接该次级绕组的该第一电性端和该第三电性端，用以对接收自该次级绕组的一第三电压信号v3执行一整流处理，从而通过一输出电容co而提供一输出电压给至少一负载装置3。在一示范性实施例中，该输出整流单元16为一同步整流单元，且其包括一第四开关组件sq4与一第五开关组件sq5。其中，该第四开关组件sq4具一第一电性端、一第二电性端与一控制信号接收端，且以其所述第一电性端和所述第二电性端分别耦接该次级绕组该第一电性端和该第三电性端。并且，该第五开关组件sq5，具一第一电性端、一第二电性端与一控制信号接收端，且以其所述第一电性端和所述第二电性端分别耦接该次级绕组该第三电性端和该负载装置3。在电路功能上，该变压器单元15通过该谐振单元14接收由该桥式开关单元13所传送的第二电压信号v2，从而将该第二电压信号v2转换成一第三电压信号v3。进一步地，该输出整流单元16将接收自该次级绕组的一第三电压信号v3执行一整流处理，从而输出所述输出电压。[0125]由图3与图4可知，该检出单元rs为耦接该次级绕组的该第二电性端的一检测电阻，且该第一控制单元17耦接该输出整流单元16。另一方面，该误差放大单元1e同时耦接该第一控制单元17与该检出单元rs的两端，从而依据该检出单元rs的两端的一电压差而产生一调整电压信号sm以传送至该第一控制单元17，使该第一控制单元17依据该调整电压信号sm而获知所述llc谐振转换器1的一当前负载率，接着基于该当前负载率而产生一第一调整信号smd1。更详细地说明，该第一隔离回授单元18a耦接该第一控制单元17，且该第二控制单元19耦接该第一隔离回授单元18a以通过该第一隔离回授单元18a接收所述第一调整信号smd1。[0126]依据本发明的设计，该第二控制单元19依据该第一调整信号smd1而产生一第一开关组件控制信号s1传送至该第一开关组件sq1的一控制信号接收端，从而控制该第一开关组件q1周期性地开/关以对应于该当前负载率而调整该第一电压信号v1。在依据该llc谐振转换器1的当前负载率而对应地调变该第一电压信号v1(即，该直流电提供单元10的所述功率因子修正单元12的输出电压)的情况下，可以利用第一控制单元17控制该第二开关组件sq2和该第三开关组件sq3的切换频率(switchingfrequency,fs)，使得切换频率与llc谐振槽的谐振频率(resonantfrequency,fr)的比值能够尽量地控制在接近1，从而使llc谐振转换器1在任何负载状态下皆可以维持高转换效率(conversionefficiency)。[0127]如图3与图4所示，该第一控制单元17包括一转换单元172与一微处理单元171。其中，该转换单元172用以对该调整电压信号sm执行一转换处理从而获得所述当前负载率，使该微处理单元171依据所述当前负载率而产生所述第一调整信号smd1。在一可行实施例中，该转换单元172可为一算法，用以基于该误差放大单元1e所传送的所述调整电压信号sm而计算出所述llc谐振转换器1的一当前负载率(immediateloadrate)。[0128]在另一可行实施例中，该转换单元172可为一查找表(look-uptable,lut)，且其包括该调整电压信号sm的多个电压值、对应于该多个电压值的多个负载率、以及对应于该多个负载率的多个调整参数。必须注意的是，由于该第一控制单元17为一微处理器，故其可接受的输入电压的上限值为3.3v。基于这个理由，必须将该误差放大单元1e所送出的该调整电压信号sm的电压值(准位)限制在3.3v以内。故此，该调整电压信号sm的该电压值介于0v至3.3v之间。举例而言，可令该调整电压信号sm的该电压值介于0v至2.0v之间，其中0v对应于负载率0％，而2v对应于负载率100％。应可理解，设计(2-0)n可决定负载率的监测分辨率。换句话说，n的值越大，则对于负载率的监测分辨率越高。例如，该查找表(即，转换单元172)所包括该调整电压信号sm的多个电压值为0v,0.02v,…,1v,1.02v,…,1.98v,2v。对应地，该查找表所包括对应于该多个电压值的多个负载率则为1％,2％,…,50％,51％,…,99％,100％。[0129]换句话说，该微处理单元171接收传送自该误差放大单元1e的该调整电压信号sm，从而依据该调整电压信号sm的一当前电压值而自该查找表172中找到对应的一个负载率，接着依该负载率找到对应的一个调整参数，从而依据该调整参数而产生所述第一调整信号smd1。最终，该第二控制单元19通过该第一隔离回授单元18a接收所述第一调整信号smd1，且依据该第一调整信号smd1而产生一第一开关组件控制信号s1传送至该第一开关组件sq1的该控制信号接收端，从而控制该第一开关组件sq1周期性地开/关以对应于该当前负载率而调整该第一电压信号v1，以此方式维持该llc谐振转换器1的一转换效率。[0130]图5显示负载率相对于该功率因子修正单元12的输出电压(即，第一电压信号v1)的数据曲线图，且图6显示本发明的高转换效率的llc串联谐振转换器1的负载率相对于转换效率的曲线图。如图3与图5所示，该第一控制单元17依据该误差放大单元1e所传送的一调整电压信号sm而产生一第一调整信号smd1，且该第二控制单元19通过该第一隔离回授单元18a接收所述第一调整信号smd1，从而依据该第一调整信号smd1而产生一第一开关组件控制信号s1传送至该第一开关组件sq1的该控制信号接收端，进而控制该第一开关组件sq1周期性地开/关以对应于该当前负载率而调整该第一电压信号v1(亦即，该功率因子修正单元12的输出电压)。[0131]进一步地，如图6所示，在对应于当前负载率(immediateloadrate)而调整该功率因子修正单元12的输出电压的情况下，所述llc谐振转换器1在任何负载状况下皆可保持大于或等于98％的一转换效率。补充说明的是，图6中的曲线c是在市电提供230vac的交流电的情况下自本发明的llc谐振转换器1量测得到，而曲线b是在市电提供230vac的交流电的情况下自现有的llc谐振转换器量测得到。此外，图6的实验数据同时显示，无论操作在轻载、中载或重载，本发明的llc谐振转换器1的转换效率皆明显大于现有的llc谐振转换器的转换效率。[0132]补充说明的是，如图3与图4所示，本发明的llc谐振转换器1更进一步包括一电压检出单元以及一第二隔离回授单元18b。其中，该电压检出单元耦接该次级绕组该第二电性端。并且，图3与图4绘示该电压检出单元示范性地为包括一第一分压电阻rv1与一第二分压电阻rv2的一分压单元。进一步地，该第二隔离回授单元18b耦接该第一控制单元17，且同时耦接该第二开关组件sq2的该控制信号接收端与该第三开关组件sq3的该控制信号接收端。如此设置，该第一控制单元17通过该电压检出单元取得一采样输出电压，进而依据该采样输出电压产生一第二调整信号smd2，且该第二隔离回授单元18b在接收所述第二调整信号smd2之后分别传送一第二开关组件控制信号s2与一第三开关组件控制信号s3至该第二开关组件sq2与该第三开关组件sq3。[0133]第二实施例[0134]请参阅图7，其显示本发明的一种高转换效率的llc谐振转换器的电路架构图。如图7所示，本发明的高转换效率的llc谐振转换器(下文简称“llc谐振转换器1)的第二实施例主要包括：一直流电提供单元10、一桥式开关单元13、一谐振单元14、一变压器单元15、一输出整流单元16、一检出单元rs、一第一控制单元17、一误差放大单元1e、一第一隔离回授单元18a、以及一第二控制单元19。[0135]在第二实施例中，该直流电提供单元10具有至少一第一开关组件q1，且用以接收一电源，从而对该电源执行一电源转换处理之后输出一第一电压信号v1。并且，该桥式开关单元13耦接该直流电提供单元10以接收该第一电压信号v1，且该谐振单元14耦接该桥式开关单元13以接收传送自该桥式开关单元13的一第二电压信号v2，且包括一谐振电感lr与一谐振电容cr。更详细地说明，变压器单元15包括一初级绕组、与该初级绕组并联的一激磁电感lm、以及具有一第一电性端、一第二电性端与一第三电性端的一次级绕组，且以其所述初级绕组耦接该谐振单元14，使该激磁电感lm与该谐振电感lr及该谐振电容cr一同组成一llc谐振槽。该输出整流单元16耦接该次级绕组的该第一电性端和该第三电性端，用以对接收自该次级绕组的一第三电压信号v3执行一整流处理，从而提供一输出电压给至少一负载装置3。并且，该检出单元rs耦接该次级绕组的该第二电性端。[0136]不同地，在第二实施例中，该第一控制单元17耦接该输出整流单元16，且误差放大单元1e耦接该检出单元rs的两端，从而依据该检出单元rs的两端的一电压差而产生一调整电压信号sm。如图7所示，该第一隔离回授单元18a耦接该误差放大单元1e，且该一第二控制单元19耦接该第一隔离回授单元18a，进以通过该第一隔离回授单元18a接收所述调整电压信号sm，而使该第二控制单元19依据该调整电压信号sm而获知所述llc谐振转换器1的一当前负载率，接着基于该当前负载率而产生一第一开关组件控制信号s1传送至该第一开关组件q1的一控制信号接收端，从而控制该第一开关组件q1周期性地开/关以对应于该当前负载率而调整该第一电压信号v1，以此方式维持该llc谐振转换器1的一转换效率。[0137]在第二实施例中，该第二控制单元19包括一转换单元192与一为处理单元191。其中，该转换单元192用以对该调整电压信号sm执行一转换处理从而获得所述当前负载率，且该微处理单元191依据所述当前负载率而产生所述第一开关组件控制信号s1。在可行的实施例中，该第二控制单元19的所述转换单元192可为一算法，用以基于该误差放大单元1e所传送的所述调整电压信号sm而计算出所述llc谐振转换器1的一当前负载率。[0138]在另一可行实施例中，该第二控制单元19的所述转换单元192可为一查找表(look-uptable,lut)，且其包括该调整电压信号sm的多个电压值、对应于该多个电压值的多个负载率、以及对应于该多个负载率的多个调整参数。举例而言，可令该调整电压信号sm的该电压值介于0v至2.0v之间，使0v对应于负载率0％且2v对应于负载率100％。如此设计，该查找表(即，转换单元192)所包括该调整电压信号sm的多个电压值为0v,0.02v,…,1v,1.02v,…,1.98v,2v。对应地，该查找表所包括对应于该多个电压值的多个负载率则为1％,2％,…,50％,51％,…,99％,100％。[0139]换句话说，如图3所示的第一实施例在第一控制单元17内设置一转换单元172用以将传送自该误差放大单元1e的一调整电压信号sm转换用以表示所述llc谐振转换器1的当前负载率的数据及/或信号，使该第一控制单元17的微处理单元171可以依据所述当前负载率而产生所述第一开关组件控制信号s1传送至该直流电提供单元10的所述功率因子修正单元12所包含的第一开关组件sq1，以调整该直流电提供单元10所输出的第一电压信号v1。另一方面，如图7所示的第二实施例则是在第二控制单元19内设置一转换单元192用以将传送自该误差放大单元1e的一调整电压信号sm转换用以表示所述llc谐振转换器1的当前负载率的数据及/或信号，使该第一控制单元19的微处理单元191可以依据所述当前负载率而产生所述第一开关组件控制信号s1传送至该直流电提供单元10的所述功率因子修正单元12所包含的第一开关组件sq1，以调整该直流电提供单元10所输出的第一电压信号v1。[0140]补充说明的是，如图7，本发明的llc谐振转换器1的第二实施例更进一步包括一电压检出单元以及一第二隔离回授单元18b。其中，该电压检出单元耦接该次级绕组该第二电性端。并且，图7绘示该电压检出单元示范性地为包括一第一分压电阻rv1与一第二分压电阻rv2的一分压单元。进一步地，该第二隔离回授单元18b耦接该第一控制单元17，且同时耦接该第二开关组件sq2的该控制信号接收端与该第三开关组件sq3的该控制信号接收端。如此设置，该第一控制单元17通过该电压检出单元取得一采样输出电压，进而依据该采样输出电压产生一调整信号smd，且该第二隔离回授单元18b在接收所述调整信号smd之后分别传送一第二开关组件控制信号s2与一第三开关组件控制信号s3至该第二开关组件sq2与该第三开关组件sq3。[0141]如此，上述已完整且清楚地说明本发明所提供的一种高转换效率的llc谐振转换器的所有实施例。必须加以强调的是，上述的详细说明是针对本发明可行实施例的具体说明，而该实施例并非用以限制本发明的专利范围，凡未脱离本发明技艺精神所为的等效实施或变更，均应包含于本案的专利范围中。当前第1页12当前第1页12
技术领域：
：1.本发明涉及切换式电源转换器(switching-modepowersupply,smps)的有关
技术领域：
：，尤指一种高转换效率的llc谐振转换器。
背景技术：
：：2.切换式电源转换器(switching-modepowersupply,smps)的技术已被广泛地应用于制作各式电机装置与电子产品的电源供应器。并且，随着电子产品朝向轻薄短小的趋势发展，必须通过提升切换频率的方式来增加切换式电源转换器的功率密度，才能够有效地缩小切换式电源转换器的机构体积。于是，具零电压切换(zerovoltageswitching,zvs)与零电流切换(zerocurrentswitching,zcs)特色的llc谐振转换器(llcresonantconverter)因此被提出。3.图1显示现有的一种llc串联谐振转换器的电路架构图。如图1所示，现有的llc串联谐振转换器2’包括：耦接市电的一全桥整流器21’、具有一第一开关组件sq1’的一功率因子修正单元22’、包括一第二开关组件sq2’和一第三开关组件sq3’的一桥式开关单元23’、一谐振单元24’、一变压器单元25’、一输出整流单元26’、一电流检出电阻rs’、包括一第一分压电阻rv1’与一第二分压电阻rv2’的一电压检出单元、一误差放大单元27’、一隔离回授单元28’、以及一控制单元29’。其中，该谐振单元24’包括一谐振电感lr’与一振电容cr’。并且，该变压器单元25’的一激磁电感lm’与该谐振电感lr’及该谐振电容cr’一同组成一llc谐振槽。4.在正常工作情况下，调变该第二开关组件sq2’和该第三开关组件sq3’的切换频率(switchingfrequency,fs)可以改变llc串联谐振转换器2’的增益值(gain)，以达到控制输出电压的调整。换句话说，相对于宽范围的输出电压，切换频率也必须跟着变宽。如此一来，输出电压调变的范围越宽，则操作频率也就越宽，从而必须相对提升该llc谐振槽的硬件规格，使得切换频率与llc谐振槽的一谐振频率(resonantfrequency,fr)的比值能够尽量地控制在接近1，亦即fs＝fr。5.然而，就实务层面而言，在完成输出电压调变的范围完成llc谐振槽的硬件的规格设计及制作以后，谐振频率即随之固定。换句话说，谐振频率无法依据电路的当前负载率(immediateloadrate)而进行在线实时调变。在此情况下，便只能够利用控制单元29’调整切换频率。例如，当负载装置3’从空载(noloadorlightload)切换至满载(fullload)时，切换频率必须被快速且大幅度地调变，如此才能够将输出电压的范围稳定于规格内。因此，在实务操作中，当负载率快速变化时，切换频率无法直接地调变至等于或者接近谐振频率，因而导致llc串联谐振转换器2’的转换效率(conversionefficiency)大幅下降。6.如图1所示，现有技术利用调整该控制单元29’的补偿参数的方式达到快速调变所述切换频率的效果。然而，实务经验显示，此种方法会造成输出电压的不稳定跳动。实务上，如图1所示，加入该功率因子修正单元22’可以减少由该全桥整流器21’所输出的一脉动直流信号的谐波成份并使输入电流与输入电压同相位从而提高功率因数。利用一切换信号控制该第一开关组件sq1’后，可以调整该功率因子修正单元22’的输出电压，达到协助稳定输出电压的效果。7.图2显示具有该功率因子修正单元22’的现有的llc串联谐振转换器2’的负载率相对于转换效率的曲线图。在图2中，曲线a是在市电提供115vac的交流电的情况下量测得到，而曲线b是在市电提供230vac的交流电的情况下量测得到。量测数据显示，功率因子修正单元22’的确有助于提升现有的llc串联谐振转换器2’的转换效率，且所述转换效率的最高数值约为95％，此时该llc串联谐振转换器2’的负载率约为50％。值得注意的是，当该llc串联谐振转换器2’的操作在轻载或重载时，所述转换效率仍旧还是会大幅下降。8.由上述说明可知，现有的具有功率因子修正单元的llc串联谐振转换器仍具有进一步改善的空间。有鉴于此，本案发明人极力加以研究发明，而终于研发完成本发明的一种高转换效率的llc谐振转换器。技术实现要素：9.本发明的主要目的在于提供一种高转换效率的llc谐振转换器，其基础上包括：一直流电提供单元、一桥式开关单元、一谐振单元、一变压器单元、一输出整流单元、一检出单元、一第一控制单元、一误差放大单元、一第一隔离回授单元、以及一第二控制单元。依据本发明的设计，该误差放大单元依据检测自该检出单元的两端的一电压差而产生一调整电压信号从而传送至该第一控制单元，使该第一控制单元依据该调整电压信号而获知所述llc谐振转换器的一当前负载率(immediateloadrate)，接着基于该当前负载率而产生一第一调整信号。继续地，该第二控制单元通过该第一隔离回授单元接收该第一调整信号，从而依据该第一调整信号而产生一开关组件控制信号传送至该直流电提供单元中的一开关组件，以该开关组件周期性地开/关从而调整该直流电提供单元的一输出电压，使该llc谐振转换器在任何负载状况下皆可保持大于或等于98％的一转换效率。10.为达成上述目的，本发明提出所述llc谐振转换器的一第一实施例，其包括：11.一直流电提供单元，具有至少一第一开关组件，且用以接收一电源，从而对该电源执行一电源转换处理之后输出一第一电压信号；12.一桥式开关单元，耦接该直流电提供单元以接收该第一电压信号；13.一谐振单元，耦接该桥式开关单元以接收传送自该桥式开关单元的一第二电压信号，且包括一谐振电感与一谐振电容；14.一变压器单元，包括一初级绕组、与该初级绕组并联的一激磁电感、以及具有一第一电性端、一第二电性端与一第三电性端的一次级绕组，且以其所述初级绕组耦接该谐振单元，使该激磁电感与该谐振电感及该谐振电容一同组成一llc谐振槽；15.一输出整流单元，耦接该次级绕组的该第一电性端和该第三电性端，用以对接收自该次级绕组的一第三电压信号执行一整流处理，从而提供一输出电压给至少一负载装置；16.一检出单元，耦接该次级绕组的该第二电性端；17.一第一控制单元，耦接该输出整流单元；18.一误差放大单元，耦接该检出单元的两端与该第一控制单元，从而依据该检出单元的两端的一电压差而产生一调整电压信号以传送至该第一控制单元，使该第一控制单元依据该调整电压信号而获知所述llc谐振转换器的一当前负载率，接着基于该当前负载率而产生一第一调整信号；19.一第一隔离回授单元，耦接该第一控制单元；以及20.一第二控制单元，耦接该第一隔离回授单元以通过该第一隔离回授单元接收所述第一调整信号，且依据该第一调整信号而产生一第一开关组件控制信号传送至该第一开关组件的一控制信号接收端，从而控制该第一开关组件周期性地开/关以对应于该当前负载率而调整该第一电压信号，以此方式维持该llc谐振转换器的一转换效率(conversionefficiency)。21.为达成上述目的，本发明提出所述llc谐振转换器的一第二实施例，其包括：22.一直流电提供单元，具有至少一第一开关组件，且用以接收一电源，从而对该电源执行一电源转换处理之后输出一第一电压信号；23.一桥式开关单元，耦接该直流电提供单元以接收该第一电压信号；24.一谐振单元，耦接该桥式开关单元以接收传送自该桥式开关单元的一第二电压信号，且包括一谐振电感与一谐振电容；25.一变压器单元，包括一初级绕组、与该初级绕组并联的一激磁电感、以及具有一第一电性端、一第二电性端与一第三电性端的一次级绕组，且以其所述初级绕组耦接该谐振单元，使该激磁电感与该谐振电感及该谐振电容一同组成一llc谐振槽；26.一输出整流单元，耦接该次级绕组的该第一电性端和该第三电性端，用以对接收自该次级绕组的一第三电压信号执行一整流处理，从而提供一输出电压给至少一负载装置；27.一检出单元，耦接该次级绕组的该第二电性端；28.一第一控制单元，耦接该输出整流单元；29.一误差放大单元，耦接该检出单元的两端，从而依据该检出单元的两端的一电压差而产生一调整电压信号；30.一第一隔离回授单元，耦接该误差放大单元；以及31.一第二控制单元，耦接该第一隔离回授单元，以通过该第一隔离回授单元接收所述调整电压信号，使该第二控制单元依据该调整电压信号而获知所述llc谐振转换器的一当前负载率，接着基于该当前负载率而产生一第一开关组件控制信号传送至该第一开关组件的一控制信号接收端，从而控制该第一开关组件周期性地开/关以对应于该当前负载率而调整该第一电压信号，以此方式维持该llc谐振转换器的一转换效率(conversionefficiency)。32.在前述本发明的llc谐振转换器的第一实施例与第二实施例中，该直流电提供单元为一交流-直流转换器或一直流-直流转换器。33.并且，在可行的实施例中，该直流电提供单元为一升压式交流-直流转换器，且包括：34.一全桥整流单元，耦接该电源，用以将传送自该电源的一交流电信号转换成一脉动直流电压信号；以及35.包含该至少一第一开关组件的一功率因子修正单元。36.在前述本发明的llc谐振转换器的第一实施例与第二实施例中，该功率因子修正单元为一半无桥式功率因子修正器(semi-bridgelesspfc)、一交错式功率因子修正器(interleavingpfc)、一图腾柱功率因子修正器(totempolepfc)、或一常规功率因素修正器。37.在前述本发明的llc谐振转换器的第一实施例与第二实施例中，该桥式开关单元为一半桥开关单元或一全桥开关单元。38.并且，在可行的实施例中，该桥式开关单元为一半桥开关单元，且包括：39.一第二开关组件，具一第一电性端、一第二电性端与一控制信号接收端，且以其所述第一电性端和所述第二电性端分别耦接该直流电提供单元的该功率因子修正单元和该谐振单元；40.一第三开关组件，具一第一电性端、一第二电性端与一控制信号接收端，且以其所述第二电性端和所述第一电性端分别耦接该直流电提供单元的该功率因子修正单元和该谐振单元。41.在前述本发明的llc谐振转换器的第一实施例与第二实施例中，该输出整流单元为一同步整流单元，且包括：42.一第四开关组件，具一第一电性端、一第二电性端与一控制信号接收端，且以其所述第一电性端和所述第二电性端分别耦接该次级绕组该第一电性端和该第三电性端；以及43.一第五开关组件，具一第一电性端、一第二电性端与一控制信号接收端，且以其所述第一电性端和所述第二电性端分别耦接该次级绕组该第三电性端和该负载装置；44.其中，该第一控制单元耦接该第四开关组件的该控制信号接收端和该第五开关组件的该控制信号接收端。45.在前述本发明的llc谐振转换器的第一实施例与第二实施例中，该第一开关组件、该第二开关组件、该第三开关组件、该第四开关组件、与该第五开关组件皆为一功率型金属氧化物半导体场效晶体管、一氮化镓功率型金属氧化物半导体场效晶体管或一绝缘闸双极晶体管(insulatedgatebipolartransistor,igbt)。46.在前述本发明的llc谐振转换器的第一实施例中，该第一控制单元包括：47.一转换单元，用以对该调整电压信号执行一转换处理，从而获得所述当前负载率；以及48.一微处理单元，依据所述当前负载率而产生所述第一调整信号。49.并且，前述本发明的llc谐振转换器的第一实施例还包括：50.一电压检出单元，耦接该次级绕组该第二电性端；以及51.一第二隔离回授单元，耦接该第一控制单元，且同时耦接该第二开关组件的该控制信号接收端与该第三开关组件的该控制信号接收端；52.其中，该第一控制单元通过该电压检出单元取得一采样输出电压，进而依据该采样输出电压产生一第二调整信号，且该第二隔离回授单元在接收所述第二调整信号之后分别传送一第二开关组件控制信号与一第三开关组件控制信号至该第二开关组件与该第三开关组件。53.在前述本发明的llc谐振转换器的第二实施例中，该第二控制单元包括：54.一转换单元，用以对该调整电压信号执行一转换处理，从而获得所述当前负载率；以及55.一微处理单元，依据所述当前负载率而产生所述第一开关组件控制信号。56.并且，前述本发明的llc谐振转换器的第二实施例还包括：57.一电压检出单元，耦接该次级绕组该第二电性端；以及58.一第二隔离回授单元，耦接该第一控制单元，且同时耦接该第二开关组件的该控制信号接收端与该第三开关组件的该控制信号接收端；59.其中，该第一控制单元通过该电压检出单元取得一采样输出电压，进而依据该采样输出电压产生一调整信号，且该第二隔离回授单元在接收所述调整信号之后分别传送一第二开关组件控制信号与一第三开关组件控制信号至该第二开关组件与该第三开关组件。附图说明60.图1为现有的llc串联谐振转换器的电路架构图；61.图2为具有功率因子修正单元的现有的llc串联谐振转换器的负载率相对于转换效率的曲线图；62.图3为本发明的一种高转换效率的llc谐振转换器的电路架构图；63.图4为功率因子修正单元的电路拓朴图；64.图5为负载率相对于功率因子修正单元的输出电压的数据曲线图；65.图6为本发明的高转换效率的llc谐振转换器的负载率相对于转换效率的曲线图；以及66.图7为本发明的一种高转换效率的llc谐振转换器的电路架构图。图中主要符号说明：67.1:llc谐振转换器68.10:直流电提供单元69.11:全桥整流单元70.12:功率因子修正单元71.13:桥式开关单元72.14:谐振单元73.15:变压器单元74.16:输出整流单元75.17:第一控制单元76.171:微处理单元77.172:转换单元78.18a:第一隔离回授单元79.18b:第二隔离回授单元80.19:第二控制单元81.191:微处理单元82.192:转换单元83.1e:误差放大单元84.sq1:第一开关组件85.sq2:第二开关组件86.sq3:第三开关组件87.sq4:第四开关组件88.sq5:第五开关组件89.rv1:第一分压电阻90.rv2:第二分压电阻91.rs:检出单元92.co:输出电容93.cr:谐振电容94.lr:谐振电感95.lm:激磁电感96.3:负载装置[0097]2’:llc串联谐振转换器[0098]21’:全桥整流器[0099]22’:功率因子修正单元[0100]23’:桥式开关单元[0101]24’:谐振单元[0102]25’:变压器单元[0103]26’:输出整流单元[0104]27’:误差放大单元[0105]28’:隔离回授单元[0106]29’:控制单元[0107]sq1’:第一开关组件[0108]sq2’:第二开关组件[0109]sq3’:第三开关组件[0110]rv1’:第一分压电阻[0111]rv2’:第二分压电阻[0112]rs’:电流检出电阻[0113]cr’:谐振电容[0114]lr’:谐振电感[0115]lm’:激磁电感[0116]3’:负载装置具体实施方式[0117]为了能够更清楚地描述本发明所提出的一种高转换效率的llc谐振转换器，以下将配合图式，详尽说明本发明的较佳实施例。[0118]第一实施例[0119]请参阅图3，其显示本发明的一种高转换效率的llc谐振转换器的电路架构图。如图3所示，本发明的高转换效率的llc谐振转换器(下文简称“llc谐振转换器1)主要包括：一直流电提供单元10、一桥式开关单元13、一谐振单元14、一变压器单元15、一输出整流单元16、一检出单元rs、一第一控制单元17、一误差放大单元1e、一第一隔离回授单元18a、以及一第二控制单元19。其中，该直流电提供单元10具有至少一第一开关组件sq1，且用以接收一电源，从而对该电源执行一电源转换处理之后输出一第一电压信号v1。在可行的实施例中，该直流电提供单元10可以是一交流-直流转换器或一直流-直流转换器。[0120]继续地参阅图3，并请同时参阅图4所显示的功率因子修正单元12的电路拓朴图。图4绘示该直流电提供单元10示范性地为一升压式交流-直流转换器，且其包括一全桥整流单元11以及包含该至少一第一开关组件sq1的一功率因子修正单元12。更详细地说明，该全桥整流单元11耦接该电源，用以将传送自该电源的一交流电信号ac转换成一脉动直流电压信号vin。并且，该功率因子修正单元12耦接该全桥整流单元11以接收所述脉动直流电压信号vin，从而输出所述第一电压信号v1。换句话说，所述脉动直流电压信号vin作为该功率因子修正单元12的一输入电压信号，而所述第一电压信号v1则为该功率因子修正单元12的一输出电压信号。[0121]在此，必须加以强调的是，本发明不特别限制所述功率因子修正单元12的实施方式。因此，在可行的实施例中，所述功率因子修正单元12可为一半无桥式功率因子修正器(semi-bridgelesspfc)、一交错式功率因子修正器(interleavingpfc)、一图腾柱功率因子修正器(totempolepfc)、或现有的常规型功率因素修正器。进一步地，图3与图4绘示该桥式开关单元13耦接该直流电提供单元10以接收该第一电压信号v1。[0122]本发明同样不特别限制所述桥式开关单元13的实施方式。因此，在可行的实施例中，所述桥式开关单元13可为一半桥开关单元或一全桥开关单元。故而，图4绘示该桥式开关单元13为示范性地为一半桥开关单元，且其包括一第二开关组件sq2与一第三开关组件sq3。更详细地说明，该第二开关组件sq2具一第一电性端、一第二电性端与一控制信号接收端，且以其所述第一电性端和所述第二电性端分别耦接该直流电提供单元10的该功率因子修正单元12和该谐振单元14。另一方面，该第三开关组件sq3具一第一电性端、一第二电性端与一控制信号接收端，且以其所述第二电性端和所述第一电性端分别耦接该直流电提供单元10的该功率因子修正单元12和该谐振单元14。[0123]该谐振单元14耦接该桥式开关单元13以接收传送自该桥式开关单元13的一第二电压信号v2，且包括一谐振电感lr与一谐振电容cr。其中，该谐振电感lr的一第一端耦接至该第二开关组件sq2的该第二电性端和该第三开关组件sq3的该第一电性端之间的一共接点，且该谐振电容cr的一第一端耦接至该第三开关组件sq3的该第二电性端。如图3与图4所示，该变压器单元15包括一初级绕组、与该初级绕组并联的一激磁电感lm、以及具有一第一电性端、一第二电性端与一第三电性端的一次级绕组，且以其所述初级绕组耦接该谐振单元14，使该激磁电感lm与该谐振电感lr及该谐振电容cr一同组成一llc谐振槽。[0124]继续地参阅图3与图4。该输出整流单元16耦接该次级绕组的该第一电性端和该第三电性端，用以对接收自该次级绕组的一第三电压信号v3执行一整流处理，从而通过一输出电容co而提供一输出电压给至少一负载装置3。在一示范性实施例中，该输出整流单元16为一同步整流单元，且其包括一第四开关组件sq4与一第五开关组件sq5。其中，该第四开关组件sq4具一第一电性端、一第二电性端与一控制信号接收端，且以其所述第一电性端和所述第二电性端分别耦接该次级绕组该第一电性端和该第三电性端。并且，该第五开关组件sq5，具一第一电性端、一第二电性端与一控制信号接收端，且以其所述第一电性端和所述第二电性端分别耦接该次级绕组该第三电性端和该负载装置3。在电路功能上，该变压器单元15通过该谐振单元14接收由该桥式开关单元13所传送的第二电压信号v2，从而将该第二电压信号v2转换成一第三电压信号v3。进一步地，该输出整流单元16将接收自该次级绕组的一第三电压信号v3执行一整流处理，从而输出所述输出电压。[0125]由图3与图4可知，该检出单元rs为耦接该次级绕组的该第二电性端的一检测电阻，且该第一控制单元17耦接该输出整流单元16。另一方面，该误差放大单元1e同时耦接该第一控制单元17与该检出单元rs的两端，从而依据该检出单元rs的两端的一电压差而产生一调整电压信号sm以传送至该第一控制单元17，使该第一控制单元17依据该调整电压信号sm而获知所述llc谐振转换器1的一当前负载率，接着基于该当前负载率而产生一第一调整信号smd1。更详细地说明，该第一隔离回授单元18a耦接该第一控制单元17，且该第二控制单元19耦接该第一隔离回授单元18a以通过该第一隔离回授单元18a接收所述第一调整信号smd1。[0126]依据本发明的设计，该第二控制单元19依据该第一调整信号smd1而产生一第一开关组件控制信号s1传送至该第一开关组件sq1的一控制信号接收端，从而控制该第一开关组件q1周期性地开/关以对应于该当前负载率而调整该第一电压信号v1。在依据该llc谐振转换器1的当前负载率而对应地调变该第一电压信号v1(即，该直流电提供单元10的所述功率因子修正单元12的输出电压)的情况下，可以利用第一控制单元17控制该第二开关组件sq2和该第三开关组件sq3的切换频率(switchingfrequency,fs)，使得切换频率与llc谐振槽的谐振频率(resonantfrequency,fr)的比值能够尽量地控制在接近1，从而使llc谐振转换器1在任何负载状态下皆可以维持高转换效率(conversionefficiency)。[0127]如图3与图4所示，该第一控制单元17包括一转换单元172与一微处理单元171。其中，该转换单元172用以对该调整电压信号sm执行一转换处理从而获得所述当前负载率，使该微处理单元171依据所述当前负载率而产生所述第一调整信号smd1。在一可行实施例中，该转换单元172可为一算法，用以基于该误差放大单元1e所传送的所述调整电压信号sm而计算出所述llc谐振转换器1的一当前负载率(immediateloadrate)。[0128]在另一可行实施例中，该转换单元172可为一查找表(look-uptable,lut)，且其包括该调整电压信号sm的多个电压值、对应于该多个电压值的多个负载率、以及对应于该多个负载率的多个调整参数。必须注意的是，由于该第一控制单元17为一微处理器，故其可接受的输入电压的上限值为3.3v。基于这个理由，必须将该误差放大单元1e所送出的该调整电压信号sm的电压值(准位)限制在3.3v以内。故此，该调整电压信号sm的该电压值介于0v至3.3v之间。举例而言，可令该调整电压信号sm的该电压值介于0v至2.0v之间，其中0v对应于负载率0％，而2v对应于负载率100％。应可理解，设计(2-0)n可决定负载率的监测分辨率。换句话说，n的值越大，则对于负载率的监测分辨率越高。例如，该查找表(即，转换单元172)所包括该调整电压信号sm的多个电压值为0v,0.02v,…,1v,1.02v,…,1.98v,2v。对应地，该查找表所包括对应于该多个电压值的多个负载率则为1％,2％,…,50％,51％,…,99％,100％。[0129]换句话说，该微处理单元171接收传送自该误差放大单元1e的该调整电压信号sm，从而依据该调整电压信号sm的一当前电压值而自该查找表172中找到对应的一个负载率，接着依该负载率找到对应的一个调整参数，从而依据该调整参数而产生所述第一调整信号smd1。最终，该第二控制单元19通过该第一隔离回授单元18a接收所述第一调整信号smd1，且依据该第一调整信号smd1而产生一第一开关组件控制信号s1传送至该第一开关组件sq1的该控制信号接收端，从而控制该第一开关组件sq1周期性地开/关以对应于该当前负载率而调整该第一电压信号v1，以此方式维持该llc谐振转换器1的一转换效率。[0130]图5显示负载率相对于该功率因子修正单元12的输出电压(即，第一电压信号v1)的数据曲线图，且图6显示本发明的高转换效率的llc串联谐振转换器1的负载率相对于转换效率的曲线图。如图3与图5所示，该第一控制单元17依据该误差放大单元1e所传送的一调整电压信号sm而产生一第一调整信号smd1，且该第二控制单元19通过该第一隔离回授单元18a接收所述第一调整信号smd1，从而依据该第一调整信号smd1而产生一第一开关组件控制信号s1传送至该第一开关组件sq1的该控制信号接收端，进而控制该第一开关组件sq1周期性地开/关以对应于该当前负载率而调整该第一电压信号v1(亦即，该功率因子修正单元12的输出电压)。[0131]进一步地，如图6所示，在对应于当前负载率(immediateloadrate)而调整该功率因子修正单元12的输出电压的情况下，所述llc谐振转换器1在任何负载状况下皆可保持大于或等于98％的一转换效率。补充说明的是，图6中的曲线c是在市电提供230vac的交流电的情况下自本发明的llc谐振转换器1量测得到，而曲线b是在市电提供230vac的交流电的情况下自现有的llc谐振转换器量测得到。此外，图6的实验数据同时显示，无论操作在轻载、中载或重载，本发明的llc谐振转换器1的转换效率皆明显大于现有的llc谐振转换器的转换效率。[0132]补充说明的是，如图3与图4所示，本发明的llc谐振转换器1更进一步包括一电压检出单元以及一第二隔离回授单元18b。其中，该电压检出单元耦接该次级绕组该第二电性端。并且，图3与图4绘示该电压检出单元示范性地为包括一第一分压电阻rv1与一第二分压电阻rv2的一分压单元。进一步地，该第二隔离回授单元18b耦接该第一控制单元17，且同时耦接该第二开关组件sq2的该控制信号接收端与该第三开关组件sq3的该控制信号接收端。如此设置，该第一控制单元17通过该电压检出单元取得一采样输出电压，进而依据该采样输出电压产生一第二调整信号smd2，且该第二隔离回授单元18b在接收所述第二调整信号smd2之后分别传送一第二开关组件控制信号s2与一第三开关组件控制信号s3至该第二开关组件sq2与该第三开关组件sq3。[0133]第二实施例[0134]请参阅图7，其显示本发明的一种高转换效率的llc谐振转换器的电路架构图。如图7所示，本发明的高转换效率的llc谐振转换器(下文简称“llc谐振转换器1)的第二实施例主要包括：一直流电提供单元10、一桥式开关单元13、一谐振单元14、一变压器单元15、一输出整流单元16、一检出单元rs、一第一控制单元17、一误差放大单元1e、一第一隔离回授单元18a、以及一第二控制单元19。[0135]在第二实施例中，该直流电提供单元10具有至少一第一开关组件q1，且用以接收一电源，从而对该电源执行一电源转换处理之后输出一第一电压信号v1。并且，该桥式开关单元13耦接该直流电提供单元10以接收该第一电压信号v1，且该谐振单元14耦接该桥式开关单元13以接收传送自该桥式开关单元13的一第二电压信号v2，且包括一谐振电感lr与一谐振电容cr。更详细地说明，变压器单元15包括一初级绕组、与该初级绕组并联的一激磁电感lm、以及具有一第一电性端、一第二电性端与一第三电性端的一次级绕组，且以其所述初级绕组耦接该谐振单元14，使该激磁电感lm与该谐振电感lr及该谐振电容cr一同组成一llc谐振槽。该输出整流单元16耦接该次级绕组的该第一电性端和该第三电性端，用以对接收自该次级绕组的一第三电压信号v3执行一整流处理，从而提供一输出电压给至少一负载装置3。并且，该检出单元rs耦接该次级绕组的该第二电性端。[0136]不同地，在第二实施例中，该第一控制单元17耦接该输出整流单元16，且误差放大单元1e耦接该检出单元rs的两端，从而依据该检出单元rs的两端的一电压差而产生一调整电压信号sm。如图7所示，该第一隔离回授单元18a耦接该误差放大单元1e，且该一第二控制单元19耦接该第一隔离回授单元18a，进以通过该第一隔离回授单元18a接收所述调整电压信号sm，而使该第二控制单元19依据该调整电压信号sm而获知所述llc谐振转换器1的一当前负载率，接着基于该当前负载率而产生一第一开关组件控制信号s1传送至该第一开关组件q1的一控制信号接收端，从而控制该第一开关组件q1周期性地开/关以对应于该当前负载率而调整该第一电压信号v1，以此方式维持该llc谐振转换器1的一转换效率。[0137]在第二实施例中，该第二控制单元19包括一转换单元192与一为处理单元191。其中，该转换单元192用以对该调整电压信号sm执行一转换处理从而获得所述当前负载率，且该微处理单元191依据所述当前负载率而产生所述第一开关组件控制信号s1。在可行的实施例中，该第二控制单元19的所述转换单元192可为一算法，用以基于该误差放大单元1e所传送的所述调整电压信号sm而计算出所述llc谐振转换器1的一当前负载率。[0138]在另一可行实施例中，该第二控制单元19的所述转换单元192可为一查找表(look-uptable,lut)，且其包括该调整电压信号sm的多个电压值、对应于该多个电压值的多个负载率、以及对应于该多个负载率的多个调整参数。举例而言，可令该调整电压信号sm的该电压值介于0v至2.0v之间，使0v对应于负载率0％且2v对应于负载率100％。如此设计，该查找表(即，转换单元192)所包括该调整电压信号sm的多个电压值为0v,0.02v,…,1v,1.02v,…,1.98v,2v。对应地，该查找表所包括对应于该多个电压值的多个负载率则为1％,2％,…,50％,51％,…,99％,100％。[0139]换句话说，如图3所示的第一实施例在第一控制单元17内设置一转换单元172用以将传送自该误差放大单元1e的一调整电压信号sm转换用以表示所述llc谐振转换器1的当前负载率的数据及/或信号，使该第一控制单元17的微处理单元171可以依据所述当前负载率而产生所述第一开关组件控制信号s1传送至该直流电提供单元10的所述功率因子修正单元12所包含的第一开关组件sq1，以调整该直流电提供单元10所输出的第一电压信号v1。另一方面，如图7所示的第二实施例则是在第二控制单元19内设置一转换单元192用以将传送自该误差放大单元1e的一调整电压信号sm转换用以表示所述llc谐振转换器1的当前负载率的数据及/或信号，使该第一控制单元19的微处理单元191可以依据所述当前负载率而产生所述第一开关组件控制信号s1传送至该直流电提供单元10的所述功率因子修正单元12所包含的第一开关组件sq1，以调整该直流电提供单元10所输出的第一电压信号v1。[0140]补充说明的是，如图7，本发明的llc谐振转换器1的第二实施例更进一步包括一电压检出单元以及一第二隔离回授单元18b。其中，该电压检出单元耦接该次级绕组该第二电性端。并且，图7绘示该电压检出单元示范性地为包括一第一分压电阻rv1与一第二分压电阻rv2的一分压单元。进一步地，该第二隔离回授单元18b耦接该第一控制单元17，且同时耦接该第二开关组件sq2的该控制信号接收端与该第三开关组件sq3的该控制信号接收端。如此设置，该第一控制单元17通过该电压检出单元取得一采样输出电压，进而依据该采样输出电压产生一调整信号smd，且该第二隔离回授单元18b在接收所述调整信号smd之后分别传送一第二开关组件控制信号s2与一第三开关组件控制信号s3至该第二开关组件sq2与该第三开关组件sq3。[0141]如此，上述已完整且清楚地说明本发明所提供的一种高转换效率的llc谐振转换器的所有实施例。必须加以强调的是，上述的详细说明是针对本发明可行实施例的具体说明，而该实施例并非用以限制本发明的专利范围，凡未脱离本发明技艺精神所为的等效实施或变更，均应包含于本案的专利范围中。当前第1页12当前第1页12
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