RBCOT架构降压变换器电路、纹波补偿方法及芯片与流程

rbcot架构降压变换器电路、纹波补偿方法及芯片
技术领域
1.本技术涉及降压变换器技术领域，尤其涉及一种恒定导通时间(ripple-based constant on-time，rbcot)架构降压变换器电路以及应用于该电路的纹波补偿方法。


背景技术：

2.使用rbcot架构来实现降压转换器的应用越来越多，由于其优异的瞬态负载响应特性和接近传统定频转换器的开关频率，受到更多用户的关注，例如，在快充技术领域中，快充芯片也可采用rbcot架构降压变换器。但是rbcot本身固有的稳定性问题导致在使用时需要增加补偿电路，从最开始的外部补偿到最新的内部补偿，目前内部虚拟电感电流(virtual inductor current，vic)补偿技术应用较多，但vic在宽范围应用中系统还是会存在不稳定性。
3.如图1所示，图1是现有技术中一种传统rbcot-降压变换器电路系统，该电路中没有额外的纹波补偿电路，应用中为了满足系统稳定条件需要c0的寄生电阻r0比较大，从而在电压信号v
fb
上产生足够的纹波幅度。
4.如图2所示，图2是现有技术中一种改进后的rbcot-降压转换器电路的结构示意图，在内部添加vic纹波电路，通过内部vic电路采集v
lx
节点电压变化，以此来表征电感电流变化，选取其中的纹波电压信号v
vic
叠加到电压信号v
ref
中，再与电压信号v
fb
进行比较，达到稳定电路的目的。
5.如图3所示，图3是为vic补偿的rbcot-降压变换器电路在非连续导通模式(discontinuous conduction mode，dcm)条件下不稳定的波形，在dcm条件下，第一开关和第二开关都会进入关闭状态，v
lx
节点浮空，并随电路寄生参数发生谐振现象，从而会导致补偿纹波的幅度发生错误，从而导致电路控制进入不稳定状态，影响芯片的工作性能。


技术实现要素：

6.本技术的主要目的在于提供一种具有电路结构简单，能够实现较宽工作范围内稳定补偿，具体电路实现中采用电流模式运算，避免了使用运算电路的rbcot架构降压变换器电路。
7.本技术的另一目的在于提供一种可以根据输入输出电压变化调整纹波补偿参数，解决目前降压变换器在宽范围工作时系统不稳定问题的rbcot架构降压变换器电路的纹波补偿方法。
8.第一方面，为了实现上述的主要目的，本技术提供的一种rbcot架构降压变换器电路，包括控制电路、与所述控制电路连接的纹波补偿电路，
9.所述控制电路包括：第一开关、第二开关、电感、时间产生电路、驱动电路、第一运算放大器、第一比较器；所述第一开关的一端接入输入电压信号v
in
，所述第一开关的控制端、所述第二开关的控制端分别与所述驱动电路连接，所述驱动电路还与所述时间产生电路的第一端连接，所述时间产生电路的第二端与所述第一比较器的输出端连接，所述第一
开关、第二开关的公共节点通过电感与输出电压信号v
out
连接，所述输出电压信号v
out
通过k倍电路与所述第一运算放大器连接；
10.所述纹波补偿电路连接在所述第一运算放大器与所述第一比较器之间，所述纹波补偿电路用于根据输入输出电压信号变化产生补偿信号以调整纹波补偿参数；
11.所述纹波补偿电路包括：第一电流源，第二电流源、第三电流源、第一电容、k1倍电路以及第三开关；所述第一电流源的受控节点连接所述第一运算放大器的正向输出端；所述第三开关的第一端连接所述第一电流源的受控节点，所述第三开关的第二端连接所述第二电流源与所述第三电流源；所述第一电容的一端连接所述第一电流源与所述第三开关；所述k1倍电路的一端连接所述第三电流源。
12.可选地，所述时间产生电路用于产生一恒定时间；
13.所述驱动电路用于产生所述第一开关的控制信号使所述第一开关在导通后的一恒定时间段内，若存在电感电流达到峰值限制电流的时刻，则在该时刻被关断，若不存在，则在该恒定时间段结束时被关断。
14.可选地，所述控制电路还包括电压源；所述第一运算放大器的正向输入端连接所述电压源，所述电压源用于产生参考电压信号v
ref
；
15.所述第一运算放大器的正向输入端用于接入所述参考电压信号v
ref
；
16.所述输出电压信号v
out
经过所述k倍电路，得到第一反馈信号v
fb
，所述第一运算放大器的反相输入端用于接入所述第一反馈信号v
fb
；
17.所述第一运算放大器的输出端用于输出第一输入信号vc；
18.所述纹波补偿电路用于接入所述参考电压信号v
ref
、所述第一输入信号vc、所述输入电压信号v
in
和第二输入信号v
drv
，以及输出第四电压信号v
c_ramp
至所述第一比较器的同相输入端，所述第一比较器的反相输入端用于接入所述第一反馈信号v
fb
，所述第四电压信号v
c_ramp
和所述第一反馈信号v
fb
进行作用，以调整纹波补偿参数。
19.可选地，所述第一电流源用于接入所述第一运算放大器输出的所述第一输入信号vc；
20.所述第三开关的控制端用于接入所述第二输入信号v
drv
；
21.所述输入电压信号v
in
通过比例系数k1与所述参考电压信号v
ref
分别通过第三电流源、第二电流源进行叠加后，由所述第三开关传输至所述第一电容c
rp
。
22.可选地，所述第四电压信号v
c_ramp
和所述第一反馈信号v
fb
分别接所述第一比较器的同相输入端和反相输入端，所述第一比较器的输出段连接所述时间产生电路，由所述时间产生电路输出所述第二输入信号v
drv
至所述驱动电路，产生周期使能信号。
23.可选地，所述纹波补偿电路具体包括：
24.直流偏置电流、第一场效应管、第二场效应管、第三场效应管、第四场效应管、第五场效应管、第六场效应管、第七场效应管、第八场效应管、第九场效应管、第十场效应管、第十一场效应管m11、第十二场效应管、第十三场效应管、第一电阻、第二电阻、第三电阻、第四电阻、第五电阻、第六电阻、所述第一电容和所述k1倍电路；其中，
25.所述直流偏置电流ib连接所述第一场效应管m1的漏极和栅极，所述第一场效应管m1的源极、所述第二场效应管m2的源极分别与电源连接，所述第二场效应管m2的栅极连接所述第一场效应管m1的栅极，所述第二场效应管m2的漏极连接所述第四场效应管m4的源
极，所述第四场效应管m4的栅极通过k1倍电路连接输入电压信号v
in
，所述第四场效应管m4的漏极连接第一电阻r1一端，第一电阻r1另一端接地；
26.所述第三场效应管m3的栅极连接所述第一场效应管m1的栅极，所述第三场效应管m3的漏极连接所述第五场效应管m5的源极，所述第五场效应管m5的栅极连接信号v
ref
，所述第五场效应管m5漏极连接所述第二电阻r2一端，所述第二电阻r2另一端接地；
27.所述第六场效应管m6的栅极连接所述第一输入信号vc，所述第六场效应管m6源极连接所述第三电阻r3的一端，所述第三电阻r3的另一端接地，所述第六场效应管m6漏极连接所述第六电阻r6的第一端，所述第六电阻r6的第二端连接所述第十二场效应管m12的漏极，所述第十场效应管m10的栅极连接所述第六电阻r6的第二端，所述第十二场效应管m12的源极连接所述第十场效应管m10的漏极，所述第十场效应管m10的栅极连接所述第十二场效应管m12的漏极，所述第十场效应管m10的源极、所述第十一场效应管m11的源极分别连接电源，所述第十一场效应管m11的栅极连接所述第十场效应管m10的栅极，所述第十一场效应管m11的漏极连接所述第十三场效应管m13的源极，所述第十三场效应管m13的栅极连接所述第十二场效应管m12的栅极，所述第十三场效应管m13的漏极连接所述第九场效应管m9的漏极后与第一电容c
rp
并接，所述第九场效应管m9的栅极连接信号v
drv
，所述第九场效应管m9的源极分别连接所述第七场效应管m7的漏极和所述第八场效应管m8的漏极，所述第七场效应管m7的栅极连接第五场效应管m5的源极，所述第七场效应管m7的源极连接第四电阻r4一端，所述第四电阻r4另一端接地；所述第八场效应管m8的栅极连接所述第四场效应管m4的源极，所述第八场效应管m8的源极连接第五电阻r5一端；所述第五电阻r5另一端接地。
28.可选地，所述控制电路还包括第二电容c
comp
、第三电容co、第一控制电阻r
co
、第二控制电阻r
l
；其中，
29.所述第二电容c
comp
的一端连接在所述第一电流源g
m1
与所述第一运算放大器的输出端之间；
30.所述第一控制电阻的第一端连接所述电感与所述输出电压信号v
out
；
31.所述第一控制电阻的第二端连接所述第三电容；
32.所述第二控制电阻连接所述输出电压信号v
out
。
33.第二方面，为了实现上述的另一目的，本技术提供的一种rbcot架构降压变换器电路的纹波补偿方法，所述rbcot架构降压变换器电路是采用上述第一方面所述的rbcot架构降压变换器电路，所述方法包括：
34.通过第一开关接入输入电压信号v
in
，所述第一开关的控制端连接驱动电路，所述第一开关和所述第二开关的公共节点v
lx
通过电感连接输出电压信号v
out
，输出电压信号v
out
经过k倍电路得到第一反馈信号v
fb
，所述第一反馈信号v
fb
和参考电压信号v
ref
分别连接第一运算放大器的反相输入端和同相输入端，并经过所述第一运算放大器的输出端后产生第一输入信号vc，在所述第一输入信号vc的基础上，通过纹波补偿电路后产生第四电压信号v
c_ramp
，所述第四电压信号v
c_ramp
作为补偿信号和所述第一反馈信号v
fb
进行作用，以调整纹波补偿参数；
35.启动时间产生电路产生第二输入信号v
drv
输出至驱动电路，产生周期使能信号，并不断调整纹波补偿参数，对所述rbcot架构降压变换器电路进行内部纹波补偿。
36.可选地，当电路工作在连续导通模式ccm下时，在每一个新周期即将开始时，所述
第四电压信号v
c_ramp
高于所述第一反馈信号v
fb
，第一比较器输出一个高脉冲信号；
37.在t
on
时间内，第二输入信号v
drv
保持为高；
38.在所述第二输入信号v
drv
保持为高的时间内，所述纹波补偿电路的第三开关打开，第一电容c
rp
上的总电流为负，所述第一电容c
rp
上第四电压信号v
c_ramp
电压呈下降状态；
39.在t
on
结束后，所述第二输入信号v
drv
变为低电平；
40.在第二输入信号v
drv
翻低后，所述第一电容c
rp
上的电流为正，所述第四电压信号v
c_ramp
电压为上升状态，当所述第四电压信号v
c_ramp
上升并大于所述第一反馈信号v
fb
时，所述第二输入信号v
drv
再次翻转为高电平，并进入一个新的周期。
41.可选地，所述第四电压信号v
c_ramp
的上升斜率ku为：
42.ku＝g
m1
*vc*d/c
rp
；
43.所述第四电压信号v
c_ramp
的下降斜率kd为：
44.kd＝{g
m1
*v
c-(g
m3
*k1*v
in
g
m2
*v
ref
)}*(1-d)/c
rp
；
45.其中，d是占空比，是上管导通时间占整个周期的比例。
46.可选地，当电路工作在非连续导通模式dcm下时，在每一个新周期即将开始时，所述第四电压信号v
c_ramp
高于所述第一反馈信号v
fb
，第一比较器输出一个高脉冲信号；
47.在t
on
时间内，所述第二输入信号v
drv
保持为高；
48.在所述第二输入信号v
drv
保持为高的时间内，所述纹波补偿电路的第三开关打开，第一电容c
rp
上的总电流为负，所述第一电容c
rp
上所述第四电压信号v
c_ramp
电压呈下降状态，相对于ccm模式，在dcm模式下的所述第四电压信号v
c_ramp
下降斜率大于ccm模式下的所述第四电压信号v
c_ramp
下降斜率；
49.t
on
持续一个相对固定时间，相对ccm模式下，所述第四电压信号v
c_ramp
在dcm模式下，在t
on
时间内下降的电压更多，在t
on
结束后，所述第二输入信号v
drv
变为低电平；
50.在所述第二输入信号v
drv
翻低后，所述第一电容c
rp
上的电流为g
m1
*vc，在所述dcm模式下，所述第四电压信号v
c_ramp
的电压上升到所述第一反馈信号v
fb
的需要的时间大于在ccm模式下需要的时间，即当电感电流变为0后，所述第四电压信号v
c_ramp
电压持续保持为上升状态，以确保在dcm模式下的稳定性；
51.当所述第四电压信号v
c_ramp
上升并大于所述第一反馈信号v
fb
时，所述第二输入信号v
drv
再次翻转为高电平，并进入一个新的周期。
52.第三方面，本技术提供的一种芯片，所述芯片包括如第一方面所述的rbcot架构降压变换器电路。可选地，该芯片可以为快充芯片。
53.由此可见，本技术提出的rbcot架构降压变换器电路，其中，控制电路包括：第一开关、第二开关、电感、时间产生电路、驱动电路、第一运算放大器、第一比较器；第一开关的一端接入输入电压信号v
in
，第一开关的控制端、第二开关的控制端分别与驱动电路连接，驱动电路还与时间产生电路的第一端连接，时间产生电路的第二端与第一比较器的输出端连接，第一开关、第二开关的公共节点v
lx
通过电感与输出电压信号v
out
连接，输出电压信号v
out
通过k倍电路与第一运算放大器连接；纹波补偿电路连接在第一运算放大器与第一比较器之间，用于根据输入输出电压信号变化产生补偿信号以调整纹波补偿参数；纹波补偿电路包括第一电流源，第二电流源、第三电流源、第一电容、k1倍电路以及第三开关，所述第一电流源的受控节点连接第一运算放大器的正向输出端；第三开关的第一端连接所述第一电流
源的受控节点，第三开关的第二端连接第二电流源与第三电流源；第一电容的一端连接第一电流源与第三开关；k1倍电路的一端连接第三电流源，能够实现较宽工作范围内稳定补偿，具体电路实现中采用电流模式运算，避免了使用运算电路。
54.本技术提出的纹波补偿方法，通过引入输入输出电压参数，当输入输出电压变化时，纹波补偿跟随做相应变化，比传统纹波补偿更能适应宽范围的工作状况，可以解决目前rbcot-降压变换器在宽范围工作时系统不稳定的问题。
55.此外，本技术提供了一种rbcot降压变换器的内部补偿方法以及电路实现，具体电路中完全采用电流模式进行运算，避免了传统纹波补偿中加法器的使用。
附图说明
56.图1是现有技术的一种传统rbcot-降压变换器电路的原理图。
57.图2是现有技术的一种改进后的rbcot-降压变换器电路的原理图。
58.图3是现有技术的一种为vic补偿的rbcot-降压变换器电路在dcm条件下不稳定的波形示意图。
59.图4是本技术实施例提供的一种rbcot架构降压变换器电路的电路原理图。
60.图5是本技术一种rbcot架构降压变换器电路实施例中纹波补偿电路的电路原理图。
61.图6是本技术一种rbcot架构降压变换器电路实施例中工作在连续导通模式ccm下的波形示意图。
62.图7是本技术一种rbcot架构降压变换器电路实施例中工作在非连续导通模式dcm下的波形示意图。
63.以下结合附图及实施例对本技术作进一步说明。
具体实施方式
64.为了使本技术领域的人员更好地理解本技术方案，下面将结合本技术实施例中的附图，对本技术实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本技术一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本技术中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本技术保护的范围。
65.本技术中术语“和/或”，仅仅是一种描述关联对象的关联关系，表示可以存在三种关系，例如，a和/或b，可以表示：单独存在a，同时存在a和b，单独存在b这三种情况。另外，本文中字符“/”表示前后关联对象是一种“或”的关系。
66.本技术实施例中出现的“多个”是指两个或两个以上。本技术实施例中出现的第一、第二等描述，仅作示意与区分描述对象之用，没有次序之分，也不表示本技术实施例中对设备个数的特别限定，不能构成对本技术实施例的任何限制。本技术实施例中出现的“连接”是指直接连接或者间接连接等各种连接方式，以实现设备间的通信，本技术实施例对此不做任何限定。
67.一种rbcot架构降压变换器电路实施例：
68.参见图4，图4为本技术实施例提供的一种rbcot架构降压变换器电路的电路原理图，本技术的rbcot架构降压变换器电路包括：控制电路、与所述控制电路连接的纹波补偿
电路20，其中，
69.所述控制电路包括：第一开关s1、第二开关s2、电感l、时间产生电路30、驱动电路10、第一运算放大器op1、第一比较器op2；所述第一开关s1的一端接入输入电压信号v
in
，所述第一开关s1的控制端、所述第二开关s2的控制端分别与所述驱动电路10连接，所述驱动电路10还与所述时间产生电路30的第一端连接，所述时间产生电路30的第二端与所述第一比较器op2的输出端连接，所述第一开关s1、第二开关s2的公共节点v
lx
通过电感l与输出电压信号v
out
连接，所述输出电压信号v
out
通过k倍电路与所述第一运算放大器op1连接；
70.所述纹波补偿电路20连接在所述第一运算放大器op1与所述第一比较器op2之间，所述纹波补偿电路用于根据输入输出电压信号变化产生补偿信号以调整纹波补偿参数；
71.所述纹波补偿电路20包括第一电流源g
m1
，第二电流源g
m2
、第三电流源g
m3
、第一电容c
rp
、k1倍电路以及第三开关s3，所述第一电流源g
m1
的受控节点连接所述第一运算放大器op1的正向输出端；所述第三开关s3的第一端连接所述第一电流源g
m1
的受控节点，所述第三开关s3的第二端连接所述第二电流源g
m2
与所述第三电流源g
m3
；所述第一电容c
rp
的一端连接所述第一电流源g
m1
与所述第三开关s3；所述k1倍电路的一端连接所述第三电流源g
m3
。
72.具体实施中，通过第一开关s1接入输入电压信号v
in
，第一开关s1的控制端连接驱动电路10，第一开关s1和第二开关s2的公共节点v
lx
通过电感l连接输出电压信号v
out
，输出电压信号v
out
经过k倍电路，得到第一反馈信号v
fb
，第一反馈信号v
fb
和参考电压信号v
ref
分别连接第一运算放大器的反相输入端和同相输入端，并通过第一运算放大器op1输出端后得到第一输入信号vc，在第一输入信号vc的基础上，通过纹波补偿电路20后产生第四电压信号v
c_ramp
，第四电压信号v
c_ramp
作为补偿信号和第一反馈信号v
fb
进行作用，以调整纹波补偿参数。
73.可选地，所述第四电压信号v
c_ramp
和所述第一反馈信号v
fb
分别接所述第一比较器的同相输入端和反相输入端，所述第一比较器的输出段连接所述时间产生电路，由所述时间产生电路输出所述第二输入信号v
drv
至所述驱动电路，产生周期使能信号。
74.其中，启动时间产生电路30产生第二输入信号v
drv
输出至驱动电路10，产生周期使能信号，并不断调整纹波补偿参数，如此，可对rbcot架构降压变换器电路进行内部纹波补偿，具体实施中，在第二输入信号v
drv
保持为高的时间内，纹波补偿电路20的第三开关s3打开，第一电容c
rp
上的总电流为负，第一电容c
rp
上第四电压信号v
c_ramp
电压呈下降状态；在第二输入信号v
drv
翻低后，第一电容c
rp
上的电流为正，第四电压信号v
c_ramp
电压为上升状态，当第四电压信号v
c_ramp
上升并大于第一反馈信号v
fb
时，第二输入信号v
drv
再次翻转为高电平。
75.可见，通过引入输入输出电压参数，当输入输出电压变化时，纹波补偿跟随做相应变化，比传统纹波补偿更能适应宽范围的工作状况，可以解决目前rbcot-降压变换器在宽范围工作时系统不稳定的问题。
76.可选地，在本实施例中，所述时间产生电路30用于产生一恒定时间；所述驱动电路10用于产生所述第一开关s1的控制信号使所述第一开关s1在导通后的一恒定时间段内，若存在电感电流达到峰值限制电流的时刻，则在该时刻被关断，若不存在，则在该恒定时间段结束时被关断。
77.具体实施中，时间产生电路30产生一恒定时间，t
on
，在t
on
时间内，驱动电路10产生第一开关s1的控制信号使第一开关s1在导通后的一恒定时间段内，若存在电感电流达到峰
值限制电流的时刻，则在该时刻被关断，若不存在，则在该恒定时间段结束时被关断，如此，可通过时间产生电路30和驱动电路10控制第一开关的导通和关断。
78.可选地，在本实施例中，所述控制电路还包括电压源us；所述第一运算放大器op1的正向输入端连接所述电压源us，所述电压源us用于产生参考电压信号v
ref
；
79.所述第一运算放大器op1的正向输入端用于接入所述参考电压信号v
ref
；
80.所述输出电压信号v
out
经过所述k倍电路，得到第一反馈信号v
fb
，所述第一运算放大器op1的反相输入端用于接入所述第一反馈信号v
fb
；
81.所述第一运算放大器op1的输出端用于输出第一输入信号vc；
82.所述纹波补偿电路20用于接入所述参考电压信号v
ref
、所述第一输入信号vc、所述输入电压信号v
in
和第二输入信号v
drv
，以及输出第四电压信号v
c_ramp
至所述第一比较器的同相输入端，所述第一比较器的反相输入端用于接入所述第一反馈信号v
fb
，所述第四电压信号v
c_ramp
和所述第一反馈信号v
fb
进行作用，以调整纹波补偿参数。
83.其中，第四电压信号v
c_ramp
和第一反馈信号v
fb
分别接第一比较器的同相输入端和反相输入端，第一比较器的输出段连接时间产生电路，由时间产生电路输出第二输入信号v
drv
至驱动电路，产生周期使能信号。
84.具体实施中，第一开关s1和第二开关s2的公共节点v
lx
通过电感l连接输出电压信号v
out
，输出电压信号v
out
经过一个k倍电路接第一反馈信号v
fb
，第一反馈信号v
fb
和参考电压信号v
ref
分别接第一运算放大器op1的反相输入端和同相输入端；第一输入信号vc、所述输入电压信号v
in
、第二输入信号v
drv
及参考电压信号v
ref
接入纹波补偿电路20，纹波补偿电路20输出第四电压信号v
c_ramp
；第四电压信号v
c_ramp
和第一反馈信号v
fb
分别接第一比较器op2的同相输入端和反相输入端，第一比较器op2的输出接时间产生电路30，由时间产生电路30送出第二输入信号v
drv
至驱动电路10，产生周期使能信号，并不断调整纹波补偿参数，如此，通过引入输入输出电压参数，当输入输出电压变化时，纹波补偿跟随做相应变化，比传统纹波补偿更能适应宽范围的工作状况。
85.可选地，所述第一电流源用于接入所述第一运算放大器输出的所述第一输入信号vc；
86.所述第三开关的控制端用于接入所述第二输入信号v
drv
；
87.所述输入电压信号v
in
通过比例系数k1与所述参考电压信号v
ref
分别通过第三电流源、第二电流源进行叠加后，由所述第三开关传输至所述第一电容。
88.具体的，通过第一运算放大器op1输出第一输入信号vc控制受控第一电流源g
m1
，并接入第一电容c
rp
，输入电压信号v
in
通过比例系数k1和参考电压信号v
ref
分别通过受控第三电流源g
m3
以及第二电流源g
m2
，受控第二电流源g
m2
和g
m3
叠加后通过第二输入信号v
drv
控制的第三开关s3接入第一电容c
rp
。
89.可见，通过输入电压信号v
in
通过比例系数k1和参考电压信号v
ref
分别通过受控第三电流源g
m3
以及第二电流源g
m2
，受控第二电流源g
m2
和g
m3
叠加后通过信号v
drv
控制的第三开关s3接入第一电容c
rp
，纹波补偿电路20中完全采用电流模式进行运算，避免了传统纹波补偿中加法器的使用，也避免了使用运算电路。
90.可选地，所述控制电路还包括第二电容c
comp
、第三电容co、第一控制电阻r
co
、第二控制电阻r
l
；其中，
91.所述第二电容c
comp
的一端连接在所述第一电流源g
m1
与所述第一运算放大器的输出端之间；
92.所述第一控制电阻r
co
的第一端连接所述电感与所述输出电压信号v
out
；
93.所述第一控制电阻r
co
的第二端连接所述第三电容；
94.所述第二控制电阻r
l
连接所述输出电压信号v
out
。
95.具体实施中，第一开关s1导通时，第三电容co、电感l充电，第一开关s1断开时，第三电容co、电感l放电。
96.如图5所示，图5为本技术实施例提供的一种纹波补偿电路的电路原理图，其中，所述纹波补偿电路具体包括：直流偏置电流ib、第一场效应管m1、第二场效应管m2、第三场效应管m3、第四场效应管m4、第五场效应管m5、第六场效应管m6、第七场效应管m7、第八场效应管m8、第九场效应管m9、第十场效应管m10、第十一场效应管m11、第十二场效应管m12、第十三场效应管m13、第一电阻r1、第二电阻r2、第三电阻r3、第四电阻r4、第五电阻r5、第六电阻r6、所述第一电容和所述k1倍电路；其中，
97.所述直流偏置电流ib连接所述第一场效应管m1的漏极和栅极，所述第一场效应管m1的源极、所述第二场效应管m2的源极分别与电源连接，所述第二场效应管m2的栅极连接所述第一场效应管m1的栅极，所述第二场效应管m2的漏极连接所述第四场效应管m4的源极，所述第四场效应管m4的栅极通过k1倍电路连接输入电压信号v
in
，所述第四场效应管m4的漏极连接第一电阻r1一端，第一电阻r1另一端接地；
98.所述第三场效应管m3的栅极连接所述第一场效应管m1的栅极，所述第三场效应管m3的漏极连接所述第五场效应管m5的源极，所述第五场效应管m5的栅极连接信号v
ref
，所述第五场效应管m5漏极连接所述第二电阻r2一端，所述第二电阻r2另一端接地；
99.所述第六场效应管m6的栅极连接所述第一输入信号vc，所述第六场效应管m6源极连接所述第三电阻r3的一端，所述第三电阻r3的另一端接地，所述第六场效应管m6漏极连接所述第六电阻r6的第一端，所述第六电阻r6的第二端连接所述第十二场效应管m12的漏极，所述第十场效应管m10的栅极连接所述第六电阻r6的第二端，所述第十二场效应管m12的源极连接所述第十场效应管m10的漏极，所述第十场效应管m10的栅极连接所述第十二场效应管m12的漏极，所述第十场效应管m10的源极、所述第十一场效应管m11的源极分别连接电源，所述第十一场效应管m11的栅极连接所述第十场效应管m10的栅极，所述第十一场效应管m11的漏极连接所述第十三场效应管m13的源极，所述第十三场效应管m13的栅极连接所述第十二场效应管m12的栅极，所述第十三场效应管m13的漏极连接所述第九场效应管m9的漏极后与第一电容c
rp
并接，所述第九场效应管m9的栅极连接信号v
drv
，所述第九场效应管m9的源极分别连接所述第七场效应管m7的漏极和所述第八场效应管m8的漏极，所述第七场效应管m7的栅极连接第五场效应管m5的源极，所述第七场效应管m7的源极连接第四电阻r4一端，所述第四电阻r4另一端接地；所述第八场效应管m8的栅极连接所述第四场效应管m4的源极，所述第八场效应管m8的源极连接第五电阻r5一端；所述第五电阻r5另一端接地。
100.其中，第三电阻r3，第六场效应管m6，第六电阻r6，第十二场效应管m12，第十场效应管m10，第十一场效应管m11，第十三场效应管m13组成的电路用于实现图4中第一电流源g
m1
的功能；第二电阻r2，第五场效应管m5，第四电阻r4和第七场效应管m7组成的电路用于实现图4中第二电流源g
m2
的功能；第一电阻r1，第四场效应管m4，第五电阻r5和第八场效应管
m8组成的电路用于实现图4中g
m3
的功能；m9则用于实现图4中第三开关s3的功能。
101.具体实施中，所述纹波补偿电路20的电流源ib通过第一场效应管m1提供基本电流偏置，并通过第二场效应管m2和第三场效应管m3提供电流偏置给第四场效应管m4和第五场效应管m5；
102.其中，k1倍电路通过电阻分压实现，输入电压信号v
in
经过k1倍电路，传输至第四场效应管m4，第四场效应管m4所在电路为第一源跟随器电路，输入电压信号v
in
抬高一个场效应管阈值电压后从第四场效应管m4的源端输出，由于需要驱动后级第八场效应管m8，且v
in
范围较广，需要经过一定电压抬升才能够驱动后级第八场效应管m8。同理，参考电压信号v
ref
经过第五场效应管m5所在的第二源跟随器电路抬升电压，驱动后级第七场效应管m7的栅极。
103.其中，第二输入信号vc在系统中有合适的直流电压值，以驱动第六场效应管m6的栅极，第二电压信号vc通过第六场效应管m6和第三电阻r3组成的带源极负反馈共源放大器，将第一输入信号vc转换为电流信号，并通过第六电阻r6，第十二场效应管m12和第十场效应管m10组成的自偏置共源共栅电路将电流送入后级第十一场效应管m11和第十三场效应管m13电路中，最终该电流被注入第一电容c
rp
，产生第四电压信号v
c_ramp
上升时所需的电流注入。
104.其中，第三电阻r3，第六场效应管m6，第六电阻r6，第十二场效应管m12，第十场效应管m10，第十一场效应管m11，第十三场效应管m13组成的电路为图4中第一电流源g
m1
的具体实现。
105.同理，经过第五场效应管m5抬升后的参考电压信号v
rfe
通过第七场效应管m7和第四电阻r4组成的带源极负反馈共源放大器，将抬升后的参考电压信号v
ref
转换为电流信号，经过第四场效应管m4抬升后的v
in
*k1信号通过第八场效应管m8和第五电阻r5组成的带源极负反馈共源放大器，将抬升后的v
in
*k1信号转换为电流信号，两个电流信号经过自然叠加，通过第九场效应管m9，第九场效应管m9用于实现图4中的第三开关功能，第九场效应管m9由第二输入信号v
drv
控制，第二输入信号v
drv
为高时，第九场效应管m9打开，两个电流从第一电容c
rp
流出，第四电压信号v
c_ramp
表现为下降斜坡，第二输入信号v
drv
为低时第九场效应管m9断开，此时第一电容c
rp
只有流入电流，第四电压信号v
c_ramp
表现为上升斜坡。
106.其中，第二电阻r2，第五场效应管m5，第四电阻r4和第七场效应管m7组成的电路为图4中第二电流源g
m2
的具体实现；第一电阻r1，第四场效应管m4，第五电阻r5和第八场效应管m8组成的电路为图4中g
m3
的具体实现；m9为图4中第三开关s3的具体实现。
107.可见，如图5所示，纹波补偿电路可根据输入输出电压信号变化产生补偿信号以调整纹波补偿参数，上述纹波补偿电路实现电路简单，能够实现较宽工作范围内稳定补偿，具体电路实现中都采用电流模式运算，避免了运算电路的使用。
108.一种rbcot架构降压变换器电路的纹波补偿方法实施例：
109.本技术提供的一种rbcot架构降压变换器电路的纹波补偿方法，rbcot架构降压变换器电路是采用上述的rbcot架构降压变换器电路，方法包括以下步骤：
110.通过第一开关接入输入电压信号v
in
，所述第一开关的控制端连接驱动电路，所述第一开关和所述第二开关的公共节点v
lx
通过电感连接输出电压信号v
out
，输出电压信号v
out
经过k倍电路得到第一反馈信号v
fb
，所述第一反馈信号v
fb
和参考电压信号v
ref
分别连接第
一运算放大器的反相输入端和同相输入端，并经过所述第一运算放大器的输出端后产生第一输入信号vc，在所述第一输入信号vc的基础上，通过纹波补偿电路后产生第四电压信号v
c_ramp
，所述第四电压信号v
c_ramp
作为补偿信号和所述第一反馈信号v
fb
进行作用，以调整纹波补偿参数；
111.启动时间产生电路产生第二输入信号v
drv
输出至驱动电路，产生周期使能信号，并不断调整纹波补偿参数，对所述rbcot架构降压变换器电路进行内部纹波补偿。
112.可见，本技术提出的纹波补偿方法，通过引入输入输出电压参数，当输入输出电压变化时，纹波补偿跟随做相应变化，比传统纹波补偿更能适应宽范围的工作状况，可以解决目前rbcot-降压变换器在宽范围工作时系统不稳定的问题。
113.进一步的，参见图6，图6是本技术实施例提供的一种rbcot架构降压变换器电路中工作在连续导通模式ccm下的波形示意图，当系统工作在连续导通模式(continuous conduction mode，ccm)下时，在每一个新周期即将开始时，在每一个新周期即将开始时，第四电压信号v
c_ramp
高于第一反馈信号v
fb
，第一比较器输出一个高脉冲信号；
114.在t
on
时间内，第二输入信号v
drv
保持为高；
115.在所述第二输入信号v
drv
保持为高的时间内，所述纹波补偿电路的第三开关打开，第一电容c
rp
上的总电流为负，所述第一电容c
rp
上第四电压信号v
c_ramp
电压呈下降状态；
116.在t
on
结束后，所述第二输入信号v
drv
变为低电平；
117.在第二输入信号v
drv
翻低后，所述第一电容c
rp
上的电流为正，所述第四电压信号v
c_ramp
电压为上升状态，当所述第四电压信号v
c_ramp
上升并大于所述第一反馈信号v
fb
时，所述第二输入信号v
drv
再次翻转为高电平，并进入一个新的周期。
118.可选地，所述第四电压信号v
c_ramp
的上升斜率ku为：
119.ku＝g
m1
*vc*d/c
rp
；
120.所述第四电压信号v
c_ramp
的下降斜率kd为：
121.kd＝{g
m1
*v
c-(g
m3
*k1*v
in
g
m2
*v
ref
)}*(1-d)/c
rp
；
122.其中，d是占空比，是上管导通时间占整个周期的比例。
123.其中，t
on
为开关管开启时间，第四电压信号v
c_ramp
的上升斜率表达式为g
m1
*vc*d/c
rp
，下降斜率可表示为{g
m1
*v
c-(g
m3
*
k1
*v
in
g
m2
*v
ref
)}*(1-d)/c
rp
，这种纹波补偿不像之前传统补偿纹波在每一个周期都会被复位到0，这里的v
c_ramp
是连续的，并和电感电流成一定比例关系，其中，d是占空比，是上管导通时间占整个周期的比例。
124.进一步的，参见图7，图7是本技术实施例提供的一种rbcot架构降压变换器电路中工作在非连续导通模式dcm下的波形示意图，当电路工作在非连续导通模式dcm下时，在每一个新周期即将开始时，第四电压信号v
c_ramp
高于第一反馈信号v
fb
，第一比较器输出一个高脉冲信号；
125.在t
on
时间内，所述第二输入信号v
drv
保持为高；
126.在所述第二输入信号v
drv
保持为高的时间内，所述纹波补偿电路的第三开关打开，第一电容c
rp
上的总电流为负，所述第一电容c
rp
上所述第四电压信号v
c_ramp
电压呈下降状态，相对于ccm模式，在dcm模式下的所述第四电压信号v
c_ramp
下降斜率大于ccm模式下的所述第四电压信号v
c_ramp
下降斜率；
127.t
on
持续一个相对固定时间，相对ccm模式下，所述第四电压信号v
c_ramp
在dcm模式
下，在t
on
时间内下降的电压更多，在t
on
结束后，所述第二输入信号v
drv
变为低电平；
128.在所述第二输入信号v
drv
翻低后，所述第一电容c
rp
上的电流为g
m1
*vc，在所述dcm模式下，所述第四电压信号v
c_ramp
的电压上升到所述第一反馈信号v
fb
的需要的时间大于在ccm模式下需要的时间，即当电感电流变为0后，所述第四电压信号v
c_ramp
电压持续保持为上升状态，以确保在dcm模式下的稳定性；
129.当所述第四电压信号v
c_ramp
上升并大于所述第一反馈信号v
fb
时，所述第二输入信号v
drv
再次翻转为高电平，并进入一个新的周期。
130.具体地，在第二输入信号v
drv
翻低后，第一电容c
rp
上的电流为g
m1
*vc，由于在dcm模式下vc电压较之前ccm模式偏小，此时第一电容c
rp
充电电流较小，第四电压信号v
c_ramp
电压在t
on
时间内下降的更多，为了上升到第一反馈信号v
fb
电压则需要更久的时间，1-d时间则会变得更久，大于ccm状态下的1-d时间，此时，即使电感电流变为0后，第四电压信号v
c_ramp
电压持续保持为上升状态，不会出现不定状态，保证了dcm状态下的稳定性。其中，d是占空比，是上管导通时间占整个周期的比例。
131.如图7所示，当负载减小时，开关频率会随之减小，根据之前的纹波下降斜率可知，纹波下降时是以一个固定的斜率在给第一电容c
rp
放电，这种状态下，纹波上升斜率必须减小，从而在长时间充电上升过程中与固定时间内(t
on
)的下降的电量保持一致，类似ccm状态，可得知本技术的纹波补偿没有像vic补偿那种不稳定状态，即使第一开关s1和第二开关s2都关闭情况下，纹波也是可控的，不存在不稳定状态。
132.由此可见，本技术提出的纹波补偿方法，通过引入输入输出电压参数，当输入输出电压变化时，纹波补偿跟随做相应变化，比传统纹波补偿更能适应宽范围的工况，可以解决目前rbcot架构降压变换器在宽范围工作时系统不稳定的问题。
133.此外，本技术提供了一种rbcot架构降压变换器电路的内部补偿方法以及电路实现，具体电路中完全采用电流模式进行运算，避免了传统纹波补偿中加法器的使用。
134.本技术实施例还提供一种芯片，该芯片包括如图4所示的rbcot架构降压变换器电路。可选地，该芯片可以为快充芯片。
135.需要说明的是，以上仅为本技术的优选实施例，但发明的设计构思并不局限于此，凡利用此构思对本技术做出的非实质性修改，也均落入本技术的保护范围之内。