用于多模块同步电机的偏心故障检测及气隙磁密补偿方法与流程

1.本发明属于电力电子技术领域，更具体地，涉及一种用于多模块同步电机的偏心故障检测及气隙磁密补偿方法。


背景技术：

2.随着电机设计制造和电力电子变频驱动技术的共同发展和深度融合，电机系统完全可以摆脱传统定子三相供电的约束，发展为由多相定子绕组的电机、多相供电桥臂的变频器构成的多相电机系统，在容错运行、转矩脉动、控制维度等方面具有显著优势。其中，由于能延用工业界已成熟的三相功率模块、方便实现电机制造的模块化拼接、可类比经典的三相电机控制理论等优势，多模块电机成为传统三相电机向多相电机过渡的最佳选择。对于电机本体而言，由于电机加工制造和装配的误差、转子运行中的磨损和变形等原因，不可避免地引入了转子偏心问题，使电机在运行中引入额外的振动噪声，但随着时间的推移，偏心故障很可能会不断加重，发展成轴承故障、短路故障等更严重的故障，最终导致整个驱动系统失效，造成远大于电机本身价值的经济损失，甚至人员伤亡。
3.对于电机转子偏心的检测，可分为侵入式和非侵入式两类方法。侵入式方法一般是通过检测磁场变化情况反映转子偏心情况，比如在定子侧安装霍尔传感器以测量永磁体轴向磁场变化，或在定子槽内放置搜索线圈以检测气隙磁场的变化。然而，侵入式方法需要对电机做结构上的改造，可能影响电机的机械特性和电特性，并且这种改造在很多应用场合中难以操作，通用性受到限制。相对而言，非侵入式方法的可操作性更强，成为近些年的研究热点，其中以基于电信号的检测方法最为常见。通过检测由偏心引入的特定定子电流谐波，判断偏心是否存在及偏心程度。然而电机在非平稳运行时特定谐波的提取较为困难，不平衡因素也会引入与转频相关的定子电流谐波。还有基于电压信号的检测方法，通过检测电机定子电压矢量相较于未偏心时的偏移程度，判断电机偏心情况，然而该方法地灵敏度受电机磁饱和程度和转子转速的影响较大。此外，定子机壳振动信号也被应用于偏心故障检测，然而该检测方法对测量设备精度、带宽要求较高，并且振动信号检测易受干扰，安装额外的检测装置也会增加系统成本。
4.对于电机转子偏心补偿的研究目前尚不多见。现有方案中有通过车削混合偏心转子的外圆的方法，抵消气隙长度的改变，实现电机的不平衡磁拉力的抑制。然而对转子的二次加工可能会再次引入偏心问题，甚至对转子造成不可逆损伤。其他方案中有通过在永磁电机内部加装补偿绕组并注入补偿电流的方法，降低电机x、y方向的振动幅值，但需要对电机进行侵入式改造，通用性较差。还有方案在同步电机转子励磁绕组中注入直流、交流补偿电流，分别进行动态偏心和静态偏心抑制，补偿电流的幅值和相位由安装于定子表面的应变传感器确定。该方法虽然在固定工况下的补偿效果较为明显，但仅适用于电励磁式同步电机，电机转速发生变化后难以对补偿电流进行准确的在线调整。


技术实现要素：

5.针对现有技术的以上缺陷或改进需求，本发明提供了一种多模块同步电机的偏心故障检测及气隙磁密补偿方法，其目的在于通过电机dq平面电感特征诊断电机偏心状态并实现偏心后对不均匀气隙磁密的补偿，达到抑制电机因偏心而引入的振动噪声的技术问题。
6.为实现上述目的，按照本发明的一个方面，提供了一种用于多模块同步电机的偏心故障检测方法，包括：
7.s1.为多模块同步电机各三相模块注入d轴或q轴偏心检测电压，得到d轴或q轴反馈电流；
8.s2.根据d轴或q轴偏心检测电压和d轴或q轴反馈电流计算各三相模块d轴或q轴电感值；
9.s3.根据各三相模块d轴或q轴电感值的波动特征判断转子偏心是否存在以及偏心类型。
10.进一步地，d轴偏心检测电压u
d_ecc_k
的形式为：
11.u
d_ecc_k
＝u
d_ac_k
cos(ω
ecc
t) u
d_dc_k
12.其中，u
d_ac_k
为第k个三相模块注入的d轴偏心检测电压中的交流分量的幅值；ω
ecc
为偏心检测电压交流分量角频率；t为系统当前运行时间；u
d_dc_k
为第k个三相模块注入的d轴偏心检测电压中的直流分量的幅值。
13.进一步地，第k个三相模块d轴电感值l
d_k
的计算表达式为：
[0014][0015]
其中，i
d_ac_k
为第k个三相模块的d轴电流中交流分量的幅值，rs为定子电阻。
[0016]
进一步地，步骤s3具体为：
[0017]
当各三相模块的d轴电感l
d_k
不随电机转子转动而变化，且各三相模块的d轴电感l
d_k
幅值保持一致时，判断电机不存在转子偏心；
[0018]
当l
d_k
不随电机转动而变化，各三相模块间l
d_k
幅值不一致时，判断电机存在转子静态偏心；
[0019]
当l
d_k
随着电机转动而周期性波动，一个转速周期内有两个极大值、两个极小值，且各三相模块间l
d_k
的两个极大值、两个极小值的大小保持一致时，判断电机存在转子动态偏心；
[0020]
当l
d_k
随着电机转动而周期性波动，一个转速周期内有两个极大值、两个极小值，且各三相模块间l
d_k
的两个极大值、两个极小值的大小存在差异，判断电机存在转子混合偏心；
[0021]
当l
d_k
随着电机转动而周期性波动，一个转速周期内有一个峰值、一个谷值，且模块间l
d_k
的峰值或谷值存在差异，判断电机存在转子混合偏心。
[0022]
进一步地，q轴偏心检测电压u
q_ecc_k
的形式为：
[0023]uq_ecc_k
＝u
q_ac_k
cos(ω
ecc
t)
[0024]
其中，u
q_ac_k
为第k个三相模块注入的q轴偏心检测电压中的交流分量的幅值；ω
ecc
为偏心检测电压交流分量角频率；t为系统当前运行时间。
[0025]
进一步地，第k个三相模块q轴电感值l
q_k
的计算表达式为：
[0026][0027]
其中，i
q_ac_k
为第k个三相模块的q轴电流中交流分量的幅值，rs为定子电阻。
[0028]
进一步地，步骤s3具体为：
[0029]
当l
q_k
电感不随电机转子转动而变化，且模块间l
q_k
幅值保持一致时，判断电机不存在转子偏心；
[0030]
当l
q_k
不随电机转子转动而变化，且模块间l
q_k
幅值存在差异时，判断电机存在转子静态偏心；
[0031]
当l
q_k
随电机转子转动而波动，波动频率与转频一致，且各模块l
q_k
峰值、谷值大小不存在差异，则电机存在转子动态偏心。
[0032]
当l
q_k
随电机转子转动而波动，波动频率与转频一致，且各模块l
q_k
峰值、谷值大小均存在差异，则电机存在转子混合偏心。
[0033]
按照本发明的另一方面提供了一种基于上述偏心故障检测方法的偏心故障气隙磁密补偿方法，包括：
[0034]
s1.根据偏心故障检测结果，确定d轴和q轴偏心补偿电流；
[0035]
s2.对d轴和q轴偏心补偿电流进行闭环控制，实现偏心故障气隙磁密补偿。
[0036]
进一步地，第k个三相模块的q轴偏心补偿电流由下式决定：
[0037][0038][0039]
其中，为系统转速闭环输出的q轴电流期望值，l
q_1
(θm)、
…
、l
q_m
(θm)分别为m模块同步电机的第1个三相模块到第m个三相模块的q轴电感，l
q_k_max
、l
q_k_min
分别为第k个三相模块的峰值q轴电感、第k个三相模块的谷值q轴电感，θ
m_max_k_q
为第k个三相模块的q轴补偿初始位置角，θm表示转子位置角。
[0040]
进一步地，q轴偏心补偿电流计算公式中各个参数的获取方法为：
[0041]
1)当l
q_k
电感不随电机转子转动而变化，且模块间l
q_k
幅值存在差异时，
[0042]
θ
m_max_k_q
＝0；l
q_k_max
＝l
q_k_min
＝l
q_k_c
，l
q_k_c
为转子转动于任意位置时的第k个三相模块的q轴电感；
[0043]
2)当l
q_k
随电机转子转动而波动，波动频率与转频一致，且各模块l
q_k
峰值、谷值大小不存在差异时，l
q_k_max
为波动的l
q_k
的峰值，l
q_k_min
为波动的l
q_k
的谷值，θ
m_max_k_q
为l
q_k
的波动峰值的转子位置角；
[0044]
3)当l
q_k
随电机转子转动而波动，波动频率与转频一致，且各模块l
q_k
峰值、谷值大小均存在差异时，l
q_k_max
为波动的l
q_k
的峰值，l
q_k_min
为波动的l
q_k
的谷值，θ
m_max_k_q
为l
q_k
的波动峰值的转子位置角。
[0045]
进一步地，第k个三相模块的d轴偏心补偿电流由下式决定：
[0046][0047]id_dc_max_k
为气隙峰值d轴电流直流分量，i
d_dc_min_k
为气隙谷值d轴电流直流分量，θm为转子位置角，θ
m_max_k_d
为气隙最大时的转子位置角。
[0048]
进一步地，d轴偏心补偿电流计算公式中各个参数的获取方法为：
[0049]
1)当l
d_k
不随电机转动而变化，各三相模块l
d_k
幅值不一致时，θ
m_max_k_d
＝0，i
d_dc_max_k
＝i
d_dc_min_k
＝i
d_dc_k_c
，i
d_dc_k_c
获取过程为，当l
d_k
随着u
d_dc_k
从0开始增大而减小时，使u
d_dc_k
从0开始随系统运行时间t逐渐减小，直至l
d_k
从先增加到不再变化，i
d_dc_k_c
为l
d_k
不再变化时对应的d轴电流直流分量大小；当l
d_k
随着u
d_dc_k
从0开始增加存在保持不变的阶段时，使u
d_dc_k
继续随系统运行时间t逐渐增加，直至l
d_k
开始减小，i
d_dc_k_c
为l
d_k
开始减小时对应的d轴电流直流分量大小；
[0050]
2)当l
d_k
随着电机转动而周期性波动，一个转速周期内有两个极大值、两个极小值时，θ
m_max_k_d
获取过程为，从0开始增大u
d_dc_k
，将随u
d_dc_k
从0开始增加存在保持不变阶段的极小值所对应的转子位置角作为θ
m_max_k_d
；
[0051]id_dc_max_k
获取过程为，使得u
d_dc_k
继续随系统运行时间t逐渐增加，直至转子位置角θ
m_max_k_d
处的l
d_k
开始减小，i
d_dc_max_k
为l
d_k
开始减小时对应的d轴电流直流分量大小；
[0052]id_dc_min_k
获取过程为，清零u
d_dc_k
并使其重新从0开始随系统运行时间t逐渐减小，直至转子位置角θ
m_min_k_d
处l
d_k
不再增加，i
d_dc_min_k
为l
d_k
不再增加时对应的d轴电流直流分量大小；其中，θ
m_min_k_d
为随u
d_dc_k
从0开始增加而下降的极小值对应的转子位置角；
[0053]
3)当l
d_k
随着电机转动而周期性波动，一个转速周期内有一个峰值、一个谷值时，
[0054]
a.若l
d_k
峰值、谷值随着u
d_dc_k
从0开始增加存在保持不变的阶段，θ
m_max_k_d
为l
d_k
波动谷值的转子位置角；
[0055]id_dc_min_k
获取过程为，使得u
d_dc_k
继续随系统运行时间t逐渐增加，直至l
d_k
的波动峰值开始减小，i
d_dc_min_k
为l
d_k
的波动峰值开始减小时对应的d轴电流直流分量大小；
[0056]id_dc_max_k
获取过程为，继续增大u
d_dc_k
增直至l
d_k
的波动谷值开始减小，i
d_dc_max_k
为l
d_k
的波动谷值开始减小时对应的d轴电流直流分量大小；
[0057]
b.若l
d_k
峰值和谷值随着u
d_dc_k
从0开始增加而减小，
[0058]
θ
m_max_k_d
为l
d_k
波动峰值的转子位置角；
[0059]id_dc_max_k
获取过程为，清零u
d_dc_k
并使其重新从0开始随系统运行时间t逐渐减小，直至l
d_k
的波动峰值不再增大，i
d_dc_max_k
为波动峰值不再增大时对应的d轴电流直流分量大小；
[0060]id_dc_min_k
获取过程为，继续增加u
d_dc_k
直至l
d_k
波动谷值不再增大，i
d_dc_min_k
为l
d_k
波动谷值不再增大对应的d轴电流直流分量大小。
[0061]
进一步地，步骤s2具体为，
[0062]
若系统为在静态偏心，在dq平面采用比例—积分控制器对q轴偏心补偿电流d轴偏心补偿电流进行闭环控制；
[0063]
若系统为动态偏心或混合偏心，在dq平面采用比例—积分—谐振控制器对q轴偏
心补偿电流d轴偏心补偿电流进行闭环控制。
[0064]
总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案与现有技术相比，能够取得下列有益效果。
[0065]
(1)本发明的偏心故障检测方法利用原有的电机驱动系统，属于非侵入方案，只需要改变注入电压，再结合反馈电流计算电感，进而根据电感判断偏心故障是否存在和类型，不需要对电机进行改造，无需增加额外的硬件成本。
[0066]
(2)本发明的偏心故障检测方法通过电机电感特性诊断偏心故障，相比于基于电信号的电流谐波检测方案，无需提取难以提取且易受电机运行状态影响的电流谐波。相比于基于电信号的电压信号的检测方法，不会因电机磁饱和特性降低偏心故障检测准确度，因此，本方案具有更广的适用性。
[0067]
(3)本发明的偏心故障检测方法通过综合分析多个三相模块的电感特性诊断偏心故障，可同时实现无偏心、静态偏心、动态偏心、混合偏心四种偏心类型的诊断，偏心类型划分更加细致。
[0068]
(4)本发明的优选的通过d轴电感特性判断偏心故障方案，可对混合偏心进一步进行更加细致的划分，识别出混合偏心所包含的静态偏心和动态偏心中程度更大的偏心。
[0069]
(5)本发明的偏心气隙磁密补偿方法，无需对电机做机械加工，无需额外的偏心补偿绕组，根据所诊断的偏心类型和d轴、q轴电感特性，结合电子转子位置角，可以对各三相模块的d轴、q轴气隙磁密同时进行补偿，同时达到保证各三相模块下气隙磁密均匀，降低不平衡磁拉力导致的振动，以及保证各三相模块的功率输出平均分配，降低电机损耗的效果。
附图说明
[0070]
图1为本发明方法流程示意图；
[0071]
图2为转子偏心示意图；
[0072]
图3为q轴电感l
q_k
与气隙关系示意图；
[0073]
图4为d轴电感l
q_k
与气隙关系示意图；
[0074]
图5为四模块电机静态偏心示意图
[0075]
图6为四模块电机动态偏心示意图；
[0076]
图7为四模块电机混合偏心中静态偏心程度较小示意图；
[0077]
图8为四模块电机混合偏心中静态偏心与动态偏心程度相近示意图；
[0078]
图9为四模块电机混合偏心中静态偏心程度较大示意图；
[0079]
图10为q轴补偿电流闭环控制示意图；
[0080]
图11为d轴补偿电流闭环控制示意图。
具体实施方式
[0081]
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。
[0082]
本发明提供了一种用于多模块同步电机的偏心故障气隙磁密补偿方法，如图1所示，包括以下步骤：
[0083]
步骤1、为电机各三相模块注入偏心检测电压；
[0084]
步骤2、根据反馈电流计算各三相模块的d轴或q轴电感值；
[0085]
步骤3、根据各三相模块的d轴或q轴电感值的特征判断偏心类型，并进一步调节偏心检测电压，确定d轴或q轴偏心补偿电流；
[0086]
步骤4、并对d轴和q轴偏心补偿电流进行闭环控制；
[0087]
本发明中，电机d轴电感l
d_k
、q轴电感l
q_k
特征是转子偏心检测和补偿的重要依据。在dq平面内有
[0088][0089][0090]
其中，i
d_ac_k
为第k个三相模块的d轴电流中交流分量的幅值。i
q_ac_k
为第k个三相模块的q轴电流中交流分量的幅值。rs为定子电阻；
[0091]
整理可以得到l
d_k
、l
q_k
的计算式为
[0092][0093][0094]
具体实现时，如步骤1所述，可控制电机转子转动，为电机各三相第k个三相模块注入d轴偏心检测电压u
d_ecc_k
以及q轴偏心检测电压u
q_ecc_k
。u
d_ecc_k
、u
q_ecc_k
的形式为：
[0095]ud_ecc_k
＝u
d_ac_k
cos(ω
ecc
t) u
d_dc_k
[0096]uq_ecc_k
＝u
q_ac_k
cos(ω
ecc
t)
[0097]ud_ac_k
、u
q_ac_k
指定初始值且固定不变，u
d_dc_k
初始值为0。
[0098]
如步骤2所述，通过第k个三相模块的d轴反馈电流中交流分量的幅值i
d_ac_k
，以及第k个三相模块的q轴反馈电流中交流分量的幅值i
q_ac_k
，即可根据计算式得到d轴电感l
d_k
、q轴电感l
q_k
。
[0099]
如步骤3所述，可根据各三相模块d轴电感l
d_k
、q轴电感l
q_k
的特征确定偏心类型，并进一步调整偏心检测电压，得到最终的d轴和q轴偏心补偿电流，下面详述步骤3的原理以及具体实施方式。
[0100]
图2是电机转子偏心类型示意图，(a)、(b)、(c)分别对应静态偏心、动态偏心、混合偏心，其中混合偏心可视为静态偏心和动态偏心的组合，三种偏心类型均会造成电机气隙不均匀，三种偏心类型下气隙宽度表达式如下式所示。
[0101]
δs(θ
air
,θm)≈δc dscos(θ
air-θ
ecc_s
)
[0102]
δd(θ
air
,θm)≈δc ddcos[θ
air-(θm θ
ecc_d
)]
[0103]
δh(θ
air
,θm)≈δc dscos(θ
air-θ
ecc_s
) dhcos[θ
air-(θm θ
ecc_d
)]
[0104]
其中δs、δd、δh分别为静态偏心、动态偏心、混合偏心下气隙宽度，δc为正常未偏心情况下气隙宽度，ds、dd对应静态偏心、动态偏心距离，θ
air
为气隙空间位置角，p
r0
转子外圆0
°
位置点，θm为转子位置角，θ
ecc_s
为静态偏心方向角,θ
ecc_d
为动态偏心方向角。
[0105]
由δs表达式可知，静态偏心下，固定气隙空间位置角时，气隙宽度不随转子转动而变化；转子静止时，气隙宽度随气隙空间位置角呈现正弦形式变化。而由式δd、δh表达式可知，动态偏心和混合偏心时，固定的气隙空间位置角下，气隙宽度随转子转动呈现正弦形式变化。
[0106]
正常情况下，电机转子不存在偏心故障，气隙空间分布均匀，对于q轴电感l
q_k
，非重载情况下，定子q轴磁链未进入饱和状态，q轴电感l
q_k
固定不变，且其大小与气隙宽度呈反比。如图3所示，如果发生偏心故障，气隙宽度减小时l
q_k
随之增大，气隙宽度增大时l
q_k
随之减小，由此可见，q轴电感l
q_k
可直接反映转子偏心所导致的气隙宽度的变化，其变化特征可作为转子偏心的判断依据。
[0107]
若各三相模块的q轴电感不随电机转子转动而变化，且模块间q轴电感保持一致，则说明各模块气隙宽度保持不变，模块间气隙宽度对称度良好，电机转子不存在偏心。
[0108]
若各三相模块的q轴电感不随电机转子转动而变化，而模块间q轴电感存在幅值差异，则说明各模块气隙宽度存在静态差异，电机转子存在静态偏心。
[0109]
若各三相模块的q轴电感随电机转子转动而波动，波动频率与转频一致，且各模块q轴电感峰值、谷值不存在差异，则各模块气隙宽度仅存在动态差异，电机转子存在动态偏心。
[0110]
若各三相模块的q轴电感随电机转子转动而波动，波动频率与转频一致，且各模块q轴电感峰值、谷值均存在差异，则各模块气隙宽度既存在由静态偏心导致静态差异又存由动态偏心导致的在动态差异，电机转子存在混合偏心。
[0111]
除了q轴电感，d轴电感也可以作为偏心指示量，永磁同步电机中，转子未偏心时定子磁链工作点通常设计在膝点附近，如图4所示。当气隙减小时，定子d轴磁链高于膝点，进入饱和状态，定子d轴电感l
d_k
会因磁饱和现象而降低。气隙增大时，定子d轴磁链低于膝点，处于不饱和状态，d轴电感l
d_k
与气隙宽度呈反比，l
d_k
同样会降低，因此通过d轴电感的变化特征也可以对偏心进行诊断。
[0112]
此处以4模块三相电机为例，对通过d轴电感进行偏心诊断的方法进行详细说明。如图5所示，当电机存在静态偏心时，各三相模块下气隙宽度不再一致，相比于正常气隙宽度存在固定偏置，该偏置不随转子转动而变化，因此各三相模块l
d_k
的幅值将存在差异，但不随电机转动而变化。模块m1、m4气隙宽度小于正常值，定子磁链位于膝点上方处于饱和状态，l
d_1
、l
d_4
小于正常值。模块m2、m3气隙宽度大于正常值，定子磁链处于欠饱和状态，l
d_2
、l
d_3
小于正常值。此外，由于各模块气隙偏置量存在差异，且气隙小于正常值时和气隙大于正常值造成ld下降的机理不同，前者是由磁饱和效应导致，后者单纯由气隙宽度增加导致，ld下降的程度会有所不同，所以各模块的电感幅值会存在一定差异。
[0113]
如图6所示，当电机存在动态偏心时，各三相模块对应的气隙宽度随转子转动时，将在正常宽度δc上下呈现正弦形式变化，气隙宽度最小时，定子d轴磁链进入饱和程度最大状态，定子d轴电感l
d_k
出现一个极小值。气隙宽度大于正常宽度时，定子d轴磁链处于不饱和状态，气隙宽度最大时，d轴电感l
d_k
同样出现一个极小值。而气隙宽度等于δc时，l
d_k
为极
大值。因此，一个转速周期内l
d_k
会有两个极大值、两个极小值。
[0114]
当混合偏心时，电机等同于受静态偏心和动态偏心的共同影响，气隙宽度相对于正常宽度同时存在固定偏置和正弦波动。根据静态偏心和动态偏心量程度的不同，混合偏心时气隙宽度与转子转动角度的变化情况如图7、图8、图9所示。当混合偏心中静态偏心量相对于动态偏心量较小时，如图7所示，气隙宽度在正常宽度叠加一个较小偏置量的基础上上下波动，一个转速周期内，气隙宽度同时存在大于和小于正常宽的情况，气隙宽度最大时定子磁链处于欠饱和状态，d轴电感为极小值，气隙宽度最小时，定子磁链处于饱和程度最严重，d轴电感为极小值，当气隙宽度等于正常值时，d轴电感为极大值。因此，一个转速周期内l
d_k
同样会有两个极大值、两个极小值。此外，由于各模块间由静态偏心导致的气隙偏置量的大小会存在不同，气隙的最大宽度和最小宽度在模块之间会存在差异，因此l
d_k
的极小值在各模块之间会存在差异。
[0115]
当混合偏心中静态偏心量相与动态偏心量较为接近或较大时，较大的气隙偏置量会使气隙宽度在始终高于或低于正常宽度的范围内波动，如图8、图9所示。当气隙宽度始终高于正常值时，气隙磁链始终处于欠饱和状态，气隙宽度最大时l
d_k
最小，气隙宽度最小时l
d_k
最大。当气隙宽度始终低于正常值时，气隙磁链始终处于饱和状态，气隙宽度最小，气隙磁链饱和程度最大，l
d_k
最小，气隙宽度最大时l
d_k
反而最大。因此，一个转速周期内，l
d_k
将存在一个峰值、一个谷值，同样考虑到各模块间由静态偏心导致的气隙偏置量的大小会存在不同，各模块l
d_k
之间峰值或谷值会存在差异。
[0116]
由上述分析可知，d轴电感与q轴电感均可用作偏心的诊断。其中，q轴电感不容易受到磁场饱和的影响，不同偏心类型下的变化特征比较统一，因此基于q轴电感的偏心诊断方法较为简单。而由于d轴电感受磁场饱和程度影响较大，混合偏心情况下受静态偏心量和动态偏心量的相对大小的影响，d轴电感会存在多种变化特征，所以基于d轴电感的偏心诊断方案实现起来会相对复杂，但d轴电感的多种变化特征有助于可以进一步对混合偏心做更为细致的划分。综上，当仅需要进行三种偏行类型的诊断时，更为简单的基于q轴电感的偏心诊断方法可以作为优选方法。
[0117]
补偿电流确定：
[0118]
对于q轴偏心补偿电流，其确定原则为等功率原则，以平衡各模块的热状态，降低铜损。其实现方式是保证各模块提供相同的转矩输出。对于第k个三相模块的输出转矩tk，有
[0119]
tk∝
ψ
d_k
×
ψ
q_k
∝
|ψ
d_k
|
·iq_k
·
l
q_k
[0120]
其中，ψ
d_k
为第k个三相模块的d轴定子磁链；ψ
q_k
为第k个三相模块的q轴定子磁链；i
q_k
为第k个三相模块的q轴电流幅值。
[0121]
当各模块d轴定子磁链ψ
d_k
保持一致时
[0122]
tk∝iq_k
·
l
q_k
[0123]
则根据等功率原则，则需满足
[0124][0125]
因此第k个三相模块的q轴偏心补偿电流由各模块q轴电感倒数决定，即：
[0126][0127]
l
q_k
(θm)根据基于q轴电感的偏心诊断结果确定，
[0128]
当l
q_k
电感不随电机转子转动而变化，且模块间l
q_k
幅值存在差异时，θ
m_max_k_q
＝0；l
q_k_max
＝l
q_k_min
＝l
q_k_c
，l
q_k_c
为转子转动于任意位置时的第k个三相模块的q轴电感。
[0129]
当l
q_k
随电机转子转动而波动，波动频率与转频一致，且各模块l
q_k
峰值、谷值大小不存在差异时，l
q_k_max
为波动的l
q_k
的峰值，l
q_k_min
为波动的l
q_k
的谷值，θ
m_max_k_d
为l
q_k
的波动峰值的转子位置角。
[0130]
当l
q_k
随电机转子转动而波动，波动频率与转频一致，且各模块l
q_k
峰值、谷值大小均存在差异时，
[0131][0132]
其中，为系统转速闭环输出的q轴电流期望值。l
q_k_max
、l
q_k_min
分别为第k个三相模块的峰值q轴电感、谷值q轴电感，θ
m_max_k_q
为第k个三相模块q轴电感的峰值对应转子位置角。静态偏心时，取
[0133]
l
q_k_max
＝l
q_k_min
＝l
q_k
[0134]
θ
m_max_k_q
＝0
[0135]
对于d轴补偿电流，其确定原则是控制d轴定子磁链重归正常大小，即位于膝点位置，直接体现为d轴电感l
d_k
重归拐点附近。因此，偏心检测电压应向d轴电感l
d_k
重归拐点的方向调节，具体实现方式为：
[0136]
当l
d_k
不随电机转动而变化，各三相模块l
d_k
幅值不一致时，
[0137]
若l
d_k
随着u
d_dc_k
从0开始增加而减小，说明该模块气隙磁链已经处于饱和状态，励磁电流的产生使得磁场饱和程度加剧，l
d_k
进一步减小，因此，应将u
d_dc_k
清零并逐渐减小，产生去磁电流逐渐降低气隙磁链的饱和程度，l
d_k
会逐渐增大，当l
d_k
不再增大时，说明定子磁链已经到达膝点位置，l
d_k
不再增大时刻对应的d轴电流直流分量大小记为i
d_dc_c
，可作为该模块d轴补偿电流。
[0138]
若l
d_k
随着u
d_dc_k
从0开始增加而存在保持不变的阶段，说明该模块气隙磁链处于欠饱和状态，较小的励磁电流不足以使气隙磁链饱和，l
d_k
保持不变。逐渐增大u
d_dc_k
，产生的励磁电流会使气隙磁链逐渐从欠饱和状态越过膝点到达饱和状态，l
d_k
会经历先保持不变后逐渐下降的状态，l
d_k
开始下降的时刻，说明定子磁链已到达膝点位置，此时d轴电流直流分量大小记为i
d_dc_c
，可作为该模块d轴补偿电流。
[0139]
2.当l
d_k
随着电机转动而周期性波动，一个转速周期内有两个极大值、两个极小值，且各三相模块l
d_k
两个极大值、两个极小值的大小保持一致时，
[0140]
气隙宽度最大处对应的l
d_k
极小值，因为气隙磁链处于欠饱和状态，所以随u
d_dc_k
从0开始增加会先保持不变，记录该极小值对应转子位置角θ
m_max_k_d
。逐渐增大u
d_dc_k
，l
d_k
开始下降时，说明定子磁链已到达膝点位置，记录d轴l
d_k
开始下降时刻d轴电流直流分量大小i
d_dc_max_k
。气隙宽度最小处对应的l
d_k
极小值，因为气隙磁链处于饱和状态，随u
d_dc_k
从0开始增加会直接下降，记录该极小值对应转子位置角θ
m_min_k_d
，清零并逐渐减小u
d_dc_k
，产生的
去磁电流会逐渐降低气隙磁链的饱和程度，该l
d_k
极小值逐渐增大，当该l
d_k
极小值不再增大时，说明定子磁链已经越过膝点位置，记录当l
d_k
不再增大时刻的d轴电流直流分量大小i
d_dc_min_k
。
[0141]
3.当l
d_k
随着电机转动而周期性波动，一个转速周期内有两个极大值、两个极小值，且各三相模块l
d_k
两个极大值、两个极小值的大小存在差异时，
[0142]
气隙宽度最大处对应的l
d_k
极小值，因为气隙磁链处于欠饱和状态，所以随u
d_dc_k
从0开始增加会先保持不变，记录该极小值对应转子位置角θ
m_max_k_d
。逐渐增大u
d_dc_k
，l
d_k
开始下降时，说明定子磁链已到达膝点位置，记录d轴l
d_k
开始下降时刻d轴电流直流分量大小i
d_dc_max_k
。气隙宽度最小处对应的l
d_k
极小值，因为气隙磁链处于饱和状态，随u
d_dc_k
从0开始增加会直接下降，记录该极小值对应转子位置角θ
m_min_k_d
，清零并逐渐减小u
d_dc_k
，产生的去磁电流会逐渐降低气隙磁链的饱和程度，该l
d_k
极小值逐渐增大，当该l
d_k
极小值不再增大时，说明定子磁链已经越过膝点位置，记录当l
d_k
不再增大时刻的d轴电流直流分量大小i
d_dc_min_k
。
[0143]
4.当l
d_k
随着电机转动而周期性波动，一个转速周期内有一个峰值、一个谷值，且模块间l
d_k
峰值或谷值存在差异时，
[0144]
气隙宽度始终大于正常值的模块，由于气隙磁链处于欠饱和状态，当u
d_dc_k
从0开始增加时，l
d_k
峰值、谷值均会存在保持不变的阶段，u
d_dc_k
增大到一定程度，气隙宽度最小时模块会先出现气隙磁链饱和现象，而气隙宽度最小时对应着l
d_k
为峰值，因此l
d_k
峰值先出现降低现象，记l
d_k
峰值转子位置角θ
m_min_k_d
，此时d轴电流直流分量大小为i
d_dc_min_k
。当u
d_dc_k
进一步增大，气隙宽度最大时模块也随之出现气隙磁链饱和现象，l
d_k
谷值大小开始降低，记l
d_k
谷值的转子位置角θ
m_max_k_d
，此时d轴电流直流分量大小i
d_dc_max_k
。
[0145]
气隙宽度始终小于正常值的模块，由于气隙磁链处于过饱和状态，当u
d_dc_k
从0开始增加时，气隙磁链饱和程度的加深，会使l
d_k
峰值、谷值直接下降，此时清零并逐渐减小u
d_dc_k
，产生逐渐增大的去磁电流，l
d_k
峰值、谷值均会出现先增大现象，而气隙宽度最大时模块气隙磁链会先退出饱和，气隙宽度最小时模块气隙磁链会后退出饱和，而气隙宽度最大时对应着l
d_k
为峰值，因此l
d_k
峰值会先进入保持不变的状态，记l
d_k
峰值转子位置角θ
m_max_k_d
，l
d_k
峰值出现保持不变时刻的d轴电流直流分量大小为i
d_dc_max_k
。记l
d_k
谷值转子位置角θ
m_min_k_d
，l
d_k
谷值出现保持不变时的d轴电流直流分量大小为i
d_dc_min_k
。
[0146]
最终，各偏心类型下，第k个三相模块的气隙宽度最大时的d轴偏心补偿电流i
d_dc_max_k
，以及气隙宽度最小时的偏心补偿电流均已确定i
d_dc_min_k
，根据i
d_dc_max_k
、i
d_dc_min_k
，以及所确定的最大气隙宽度转子位置角θ
m_max_k_d
，各模块的d轴偏心补偿电流表达式如下
[0147][0148]
上式等号右侧第一项是常值分量，用于补偿气隙宽度的固定偏置，第二项是关于转子位置角的正弦分量，其角频率与转子角频率保持一致，用于补偿动态偏心以及混合偏心中气隙宽度的正弦波动，当转子转动到气隙宽度最大位置时，即θm＝θ
m_max_k_d
时，
[0149]
[0150]
当转子转动到气隙宽度最小位置时，即θm＝θ
m_max_k_d
π时，
[0151][0152]
静态偏心情况下，各模块气隙宽度恒定偏置，与转子位置无关，i
d_dc_k
保持恒定，无i
d_dc_max_k
、i
d_dc_min_k
之分，因此可取
[0153]id_dc_max_k
＝i
d_dc_min_k
＝i
d_dc_k
[0154]
θ
m_max_k_d
＝0
[0155]
此时，
[0156]
确定d轴和q轴偏心补偿电流后，最终需要对其进行闭环控制，如步骤4所述，具体方法为，若系统仅存在静态偏心，dq平面内为直流量，可采用比例—积分控制器对其进行闭环控制。若系统存在动偏心，dq平面内为具有直流偏置的交流量，可采用比例—积分—谐振控制器对其进行闭环控制。闭环控制框图分别如图10、图11所示。
[0157]
实现d轴偏心补偿电流闭环控制后，电机各三相模块的气隙磁链可被控制在膝点附近，偏心所导致的不均匀气隙磁场现象得以改善，不均匀气隙磁所导致的不平衡磁拉力减小，电机振动可以得到有效抑制。同时，实现q轴偏心补偿电流闭环控制后，电机各三相模块将具有相同的转矩贡献，提供相同的功率输出，可保证各模块热状态相同，有效降低电机系统系统损耗。
[0158]
本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。