多电平模块化变换器的制作方法

1.本公开涉及一种集成式升压型模块化多电平变换器(multilevel converter)，其与用于电感式或电容式(无线)功率传输系统的变换器具有特定但非唯一的相关性。


背景技术：

2.电动车辆(ev)作为可持续未来的优选交通方式正变得越来越受欢迎。尽管当前的ev采用有线充电器，但无线功率传输(wireless power transfer，wpt)技术有望通过提供有吸引力的替代方案，彻底改变ev充电的方式。这已经推动了具有经济效益的、在商业上可行的wpt解决方案的发展，以允许ev通过停放在指定的基于地面的充电板上而进行简单充电。
3.传统上，家用有线和无线ev充电器被设计为以单相供电工作，并且额定功率高达7.4kw，导致充电时间为3到7小时。然而，对更快的充电速度的需求不断增长，尤其是在公共ev充电站。结果，业界的关注点正在转向额定功率高达150kw的有线和无线快速充电器的设计。例如，日产leaf(nissan leaf)可以使用其50kw快速充电器技术进行充电，以实现分钟/100公里的充电时间。另一方面，特斯拉model s(tesla model s)可以使用其120kw增压器技术以10分钟/100公里的速度充电。在未来，预计将开发无线快速充电器和新电池技术，以使ev的充电更加便捷，并可与带有内燃发动机的车辆的加燃料时间相媲美。
4.研究人员和业界越来越有兴趣探索使用wpt技术为ev充电，同时在带有包含地下充电板的专用车道行驶的道路上行驶的可行性。该应用称为运动中充电或动态充电。预计将提供一种经济效益的解决方案，以解决诸如范围有限和充电速度受限(它们被视为阻碍ev广泛使用的两个主要因素)的问题。例如，犹他州立大学进行的一项研究表明，具有25英里车载电气范围和50kw运动中充电系统的ev可以满足典型的轻型车辆用户99％的出行需求。当前，电动车辆中使用的蓄电池具有大约70英里至300英里的车载范围，并且占ev成本的很大一部分。因此，期望明显较小的蓄电池能够显著地降低电动车辆的拥有成本。
5.为了解决这些未来需求，人们大力开发适合于固定和移动车辆快速充电的高功率wpt系统。传统上，基于igbt的全桥变换器已经被用于高功率wpt系统的初级电源中，并且最近已经探索了基于sic mosfet的全桥变换器设计的使用。在这些设计中，初级全桥变换器在接近系统的谐振频率的情况下工作，并且使用相移调制来调节功率流。结果，由全桥变换器产生的电压波形具有显著的谐波含量，谐波含量由于在开关和调谐网络中引入了额外的传导损耗，因此在较高功率水平下成为一个相当大的问题。尽管可以采用脉冲宽度调制(pwm)方案来改善变换器输出的总谐波失真(total harmonic distortion，thd)，但是由于开关频率(切换频率，switching frequency)增加而产生的更高开关损耗(切换损耗，switching lasses)将对效率产生显著影响。
6.替代地，可以在高功率wpt系统中使用具有脉冲幅度调制方案的多电平变换器，该方案产生具有较低thd的高质量输出波形。多电平变换器还可以大大降低开关设备上的电压应力，从而可以使用额定电压较低的设备，例如高性能si和gan mosfet开关。因此，较低
的thd和更好的开关设备的组合可以使用多电平变换器拓扑来开发高效且价格合理的高功率wpt系统。
7.在迄今为止开发的多种不同类型的多电平变换器拓扑中，二极管钳位变换器、飞跨电容器变换器、级联全桥变换器和模块化多电平变换器已成为行业标准。如图1(a)所示，二极管钳位变换器利用多个级联电容器以及特殊布置的二极管来合成具有多个电压电平的输出电压波形。该技术的缺点是需要钳位二极管以及难以控制实际功率流。相反，如图1(b)所示，飞跨电容器变换器采用特殊布置的电容器来生成脉冲幅度调制的输出电压。这种拓扑的缺点包括需要过多数量的大容量存储电容器，以及当电容器电压不平衡时需要较大的循环电流。如图1(c)所示，级联全桥变换器由多个串联的全桥模块及其自身的存储电容器组成。但是，对单独的dc源(直流源)的需求增加了这种拓扑的损耗和成本。如图1(d)所示，模块化多电平变换器(mmc)由多个串联的全桥或半桥模块组成，这些模块被控制为合成多电平输出电压。但是，需要复杂的控制技术来平衡电容器电压，从而减小循环电流。
8.迄今为止，多电平变换器在wpt系统中的应用一直非常有限，主要是因为wpt系统在相对较低的电压下(通常在400v至800v的范围内)运行。在wpt系统中使用一些众所周知的多电平变换器拓扑最近已经进行了研究。不幸地，这些wpt系统继承了所采用的多电平变换器拓扑的一些缺点，从而限制了它们作为高功率wpt系统的经济和高效解决方案的适用性。因此，当前，有很大的动力来开发新的和改进的多电平和模块化变换器拓扑，以解决高功率wpt系统中采用的现有变换器所赋予的限制。
9.在已经参考专利说明书、其他外部文件或其他信息源的本说明书中，这通常是出于提供讨论本公开的特征的上下文的目的。除非另有特别说明，否则对此类外部文件的引用不应解释为承认此类文件或此类信息源在任何管辖范围内都是现有技术，或构成本领域公知常识的一部分。
10.发明目的
11.本公开的目的是提供一种变换器，该变换器将至少以某种方式克服现有系统的缺点，或者将至少提供现有系统的有用替代。
12.通过以下描述，本公开的其他目的将变得显而易见。


技术实现要素：

13.因此，在一个方面，本公开可以广义地说包括一种模块化多电平功率变换器，所述模块化多电平功率变换器包括：
14.至少一个子模块堆，所述至少一个子模块堆具有用于连接到负载的输出和用于连接到输入电源的输入，
15.至少一个电感元件，所述至少一个电感元件被设置在所述输入与所述输出之间，所述至少一个子模块堆包括至少两个子模块，每个子模块包括至少一个电容器和多个可控开关，并且
16.所述子模块可操作以选择性地从所述至少一个电感元件传输能量，以相对于所述输入处的电压升压所述输出处的电压。
17.优选地，所述能量在以下项中的至少两者之间传输：(一个或多个)子模块、输入电源和负载。
18.优选地，所述子模块可操作以在所述输出处提供阶梯电压波形(staircase voltage waveform)。
19.优选地，所述模块化多电平功率变换器包括多个子模块堆。
20.一种控制模块化多电平功率变换器的方法，所述模块化多电平功率变换器具有：
21.至少一个子模块堆，所述至少一个子模块堆具有用于连接到负载的输出和用于连接到输入电源的输入，
22.至少一个电感元件，所述至少一个电感元件被设置在所述输入与所述输出之间，
23.所述至少一个子模块堆包括至少两个子模块，每个子模块包括至少一个电容器和多个可控开关,
24.所述方法包括：
25.操作所述可控开关以选择性地从所述至少一个电感元件传输能量，以相对于所述输入处的电压升压所述输出处的电压。
26.优选地，所述方法包括操作所述操作以选择性地在以下项中的至少两者之间传输能量：(一个或多个)子模块、输入电源和负载。
27.所公开的主题还提供了方法或系统，其可以广义地认为是本说明书中所指代或指示的部件、元件和特征(单独地或共同地)，以这些部件、元件或特征中的两个或更多个的任何组合或全部组合来构成。在本说明书中提到的特定整数具有与本公开内容相关的领域中的已知等同物时，这些已知等同物被视为并入说明书中。
附图说明
28.现在将通过举例的方式参考附图描述本公开的多个实施例，附图如下。
29.图1至图1d是传统的多电平变换器拓扑的电路图，描绘了拓扑(a)二极管钳位变换器；(b)飞跨电容器变换器；(c)级联h桥变换器；(d)模块化多电平变换器。
30.图2是本公开的集成式升压多电平变换器(ibmc)的一般电路图。
31.图3至图3e描绘了一种状态以及所有16种电路状态的图形。还示出了电路状态的相应电路图，例如(b)电路状态#1电流(c)电路状态#2电流(d)电路状态#3电流(e)电路状态#1-7产生的5电平阶梯电压波形vpi。
32.图4示出了描述子模块状态的状态信号。
33.图5至图5b显示了ib-mmc中占空比和相位角的不同组合的(a)总谐波失真和(b)功率电平，每个臂中有2个sm。
34.图6描绘了用于功率调节的pi控制器。
35.图7是示出100％和70％额定功率下的sm状态信号和vpi波形的图形。
36.图8示出了电网连接的变换器产生的仿真波形。
37.图9a至图9l示出了本ibmc公开的不同电路状态的电流。
38.图10描绘了本ibmc系统的电路图的实施例。
39.图11a至图11e描绘了本ibmc系统的各种实施例的电路图，更具体地，这些附图示出了多电平变换器布置和子模块配置(成半桥、全桥、级联半桥、中性点钳位配置)。
40.图12示出了用于电容器平衡的分类算法的流程图。
41.图13描绘了在仿真和测试中使用的本ibmc系统的示例实施例。
42.图14示出了占空比和相位角的不同组合的功率水平和thd。
43.图15示出了用于ibmc系统最小thd的最佳占空比和相位角。
44.图16示出了在不同的固定占空比下的电压曲线v1和总谐波失真(thd)相对于变化的相位角的曲线。
45.图17示出了用于功率传输的pi控制器的示意图。
46.图18示出了不同功率传递值下的子模块状态信号和电压v1波形的曲线。
47.图19示出了传统h桥变换器与当前ibmc thd比较之间的额定功率百分比的图形的比较。
48.图20描述了包括5电平ibmmc wpt系统的实施例。
49.图21a至图21g描绘了在七种不同电路状态下的电路操作。图21h以图形方式描绘了5电平阶梯电压波形。
50.图22示出了简化的lcl-lc wpt电路图的实施例。
51.图23以图形表示形式示出了调制指数与耦合因子之间的关系。
52.图24以图形表示形式显示了模拟效率与耦合因子之间的关系。
53.图25描绘了3电平和5电平模式的调制指数和控制轨迹的等高线图。
54.图26示出了电容器电压平衡算法的流程图。
55.图27a至图27c描绘了(a)最佳耦合、(b)标称耦合和(c)最差耦合位置)下的实验波形。
56.图28以图形形式描绘了电容器电压对sm1和sm3的影响。
57.图29a至图29b示出了根据本发明实施例的通用子模块的电路配置。在第一配置(a)中，使用单独的dc耦合网络，例如电感器或耦合电感器。在第二配置(b)中，dc耦合网络与谐振网络集成在一起。
具体实施方式
58.与传统的传导ev充电相比，基于感应功率传输(ipt)的无线功率传输技术用于在ev简单地停放在指定的基于地面的充电板上时对ev进行充电变得有吸引力。在wpt技术提供美观、便捷和安全的ev充电解决方案时，它们还能够实现自动化充电。在过去的十年中，基于ipt的wpt技术取得了显著进步，使得中低功率固定充电在商业上可行。但是，近年来，重点已转移到探索可实现快速充电和运动中充电的高功率ipt解决方案的可行性。使用快速充电器可以显著地减少ev的加燃料时间，而运动中充电或动态充电可以帮助扩展有效范围并且避免ev电池的深度循环。通过强调sae j2954标准中定义的wpt3(11kw)和wpt4(22kw)功率等级，这一趋势更加明显。
59.为了开发高功率wpt系统，过去已经探索了在初级电源中使用基于sic mosfet的全桥变换器设计。这些系统通常采用通过电网侧变换器或单独的升压变换器获得的显著高电压dc母线，以为基于sic mosfet的全桥变换器馈电。一些解决方案还利用高频升压变压器以较高的电压驱动补偿网络，从而提高功率传输能力。替代地，其他设计提出了可以对wpt发送器和接收器线圈进行部分串联谐调，以增加功率传输能力。虽然这些解决方案有助于增加功率传输，但是由全桥变换器产生的用于驱动补偿网络的电压波形包含大量谐波。在较高的功率水平下，这会导致开关和补偿网络中的传导损耗增加。
60.迄今为止，在提出的多种不同类型的多电平变换器拓扑中，二极管钳位或中性点钳位变换器(npc)、飞跨电容器变换器(fc)、级联h桥变换器(chbc)和模块化多电平变换器(mmc)成为行业标准。但是，这些多电平变换器在wpt系统中的应用受到很大限制，主要是因为wpt系统在相对较低的电压下(通常在400v至800v的范围内)工作。这些基于多电平变换器的解决方案主要基于chbc拓扑，有助于改善功率传输能力。但是，需要单独的dc电源为chbc中的每个全桥模块供电，这在某种程度上限制了这些拓扑作为经济且高效的解决方案的适用性。
61.因此，人们大力开发新的和改进的多电平变换器拓扑，以解决高功率wpt系统中采用的现有变换器赋予的限制。为了帮助解决这种需求，已经提出了一种用于高功率wpt应用的新型集成式升压多电平变换器(ib-mmc)10。与传统的mmc相似，提出的ib-mmc由串联的半桥或全桥子模块(sm)组成，这些子模块形成变换器的每个臂。但是，ib-mmc中的dc源通过电感器与每个臂相接，电感器一起用作升压变换器，将能量从dc源传递到每个sm。与传统的mmc相反，这种独特的电路配置使ib-mmc能够产生更高的ac电压来驱动wpt线圈并消除循环电流，因此使其成为高功率wpt系统的吸引力选择。因此，当前的ib-mmc在模块化多电平变换器配置中提供了独特的升压电路配置，从而使其能够产生比传统多电平变换器幅值明显更高的低thd阶梯电压波形，同时消除了循环电流。
62.下面呈现ib-mmc的数学模型并且讨论控制技术。本数学模型描述了ib-mmc拓扑的行为，其被得出以示出ib-mmc中的电压和电流。得出传输的功率的表达式，并且讨论允许调节输出功率以及每个模块两端的电压的控制技术。提出了从7.7kw概念验证原型获得的结果，以验证所提出的ib-mmc技术对高功率wpt系统的适用性。
63.提出的集成式升压型模块化多电平变换器(ib-mmc)的通用形式在图2(a)中示出。类似于传统的mmc，ib-mmc的每个臂均由多个串联的半桥(或全桥)sm组成，这些sm产生阶梯调制输出电压。控制ib-mmc的每个臂中的sm，以生成被调整的低thd ac电压vpi，在本示例中，该电压通过初级补偿网络驱动初级发射器线圈lpt。这种独特拓扑结构的dc电源vdc分别通过dc电感器l1和l2跨接在左右臂的输出v1和v2上。这样，此配置使sm能够从vdc提取能量，vdc通常将从公用电网来得到。由于使用单个电源vdc，sm不需要其他电路即可提取能量，这与传统的多电平变换器(例如，chbc)需要多个dc源不同。每个dc电感器以及与其相连的sm都还充当升压变换器，从而使ib-mmc能够从低压dc源在发射器线圈两端产生明显更高的vpi。此外，由于该设计确保vpi两端的dc偏移为零，因此，提出的电路拓扑消除了循环电流。与传统的基于全桥和多电平变换器的wpt系统相比，ib-mmc具有许多可以简化高功率wpt系统设计的优势。
64.参照图2所示的集成式升压型模块化多电平变换器(ib-mmc)10，类似于传统的mmc，该ib-mmc 10的每个臂100、200包括串联半桥(或全桥)子模块(sm)堆，这些子模块产生阶梯调制的输出电压。最简单的ib-mmc 10可以采用单个臂100来驱动单个发射器线圈，而更高功率的多相wpt系统可以利用多个臂来驱动多相发射器。
65.每个sm具有一组开关，用于插入(insert)或旁路(bypass)电容器电压。在应该是11a的实施例中，dc电源400通过dc电感元件110(l1)跨接在多电平变换器10的输出上。这样，该配置使所提出的多电平变换器10的sm能够从dc电源400提取能量，而无需通常在其他多电平变换器拓扑中发现的附加电路。dc电感器110还用作升压电感器，从而使变换器10能
够从低压dc电源400在负载300两端产生明显更高的ac电压。此外，提出的电路拓扑消除了在常用的多电平变换器拓扑中发现的循环电流问题，并通过设计确保了v1两端的零dc偏移。
66.因此，图2所示的变换器10可以代表多相变换器的一个相模块。为了避免混淆，此处使用本领域中通常采用的术语将变换器模块的每个臂或肢100、200中的模块称为子模块sm。
67.如图2所示，ib-mmc 10的一个实施例采用两个子模块堆、肢或臂100、200，并且驱动单个发射器线圈lpt作为负载300。应当注意，负载300不限于wpt系统。图2中的ib-mmc 10的每个臂100、200中的sm被控制以产生稳定的低thd ac电压vpi，该低thd ac电压vpi通过初级补偿网络驱动初级发射器线圈lpt，在该实施例中，dc电源400(v
dc
)分别通过dc电感器110、210(l1和l2)跨接在左臂100和右臂200的输出v1和v2上。这样，这种配置使sm能够从电源400(v
dc
)提取能量，该电源通常将从公用电网获取，而无需额外的电路。每个dc电感器110、210以及与其相连的sm都还充当升压变换器，从而使ib-mmc 10能够从低压dc电源400在发射器线圈两端产生明显更高的vpi。此外，由于该设计确保vpi两端的dc偏移为零，因此提出的电路拓扑消除了循环电流。因此，与传统的基于全桥和多电平变换器的wpt系统相比，本文所公开的基于ib-mmc的wpt系统提供了许多可以简化高功率wpt系统设计的优势。
68.为了深入了解提出的技术的工作原理，考虑基于ib-mmc的wpt系统，该系统使用两个臂100、200，每个臂100、200中只有两个半桥sm 120、130、220、230，如图3中所示。该wpt系统的初级和拾波分别使用由lpi-cpt-lpt和lsi-cst-lst形成的lcl补偿网络。替代地，根据应用，wpt系统可以采用其他类型的补偿网络。在图3中，红色线表示dc电流路径，而蓝色虚线表示ac电流路径。电流的dc部分从dc电源400流入sm 120、130、220、230，并对电容器122、132、222、232充电，从而将能量从dc电源400传输到sm 120、130、220、230。电流的ac部分流过lcl补偿网络，并且代表传输到连接到拾波变换器的负载300的功率，该功率由电压源vsi表示。接通每个sm 120、130、220、230的顶部开关124、134、224、234，将其存储电容器122、132、222、232与电流串联插入，而接通底部开关126、136，226、236使电流旁路。因此，在此特定示例中，假设所有sm 120、130、220、230都在相同的占空比d下工作，有16种电路状态，其中d是sm 120、130、220、230被插入的时间与切换时间之间的比率。尽管可以将图3(a)中概述的所有16种电路状态都用于电路操作，但是提出的系统仅利用电路状态#1-7来调节vpi和输送到负载300的功率。
69.下面简要介绍这些状态#1-7，以突出变换器10的工作原理。
70.在状态#1中，如图3(b)所示，所有sm 120、130、220、230均被旁路，因此驱动lcl网络的电压vpi为0。由于电压v1和v2也是0v，所以il1和il2分别线性地增加在电感元件110、210(l1和l2)中的存储能量。
71.在状态#2中，如图3(c)所示，sm 120(sm1)被插入并且sm 130、220、230的其余部分被旁路。sm 120(sm1)与电感元件110(li)和电源400(vdc)一起用作升压变换器，从而在状态#1期间通过传输存储在电感元件110(l1)中的能量将电容器122(c1)充电至vdc/2d。相反，电流il2继续增加并且将能量存储在电感元件210(l2)中。由于sm 130、220和230(2-4)被旁路，因此，初级lcl网络两端的最终电压为vdc/2d，并且能量也从电容器122(c1)传输到负载300，如ac电流所指示的。在电路状态#4、#5和#7期间，工作原理相似，因为仅插入了单
个sm 120、130、220、230，并且根据插入的sm 120、130、220、230分别在右臂还是左臂中，所得的vpi可以是vdc/2d或-vdc/2d。
72.在状态#3中，如图3(d)所示，插入sm 120(sm1)和sm 130(sm2)，而旁路sm 220(sm3)和sm 230(sm4)。电路的这部分也可以看作是升压变换器，其中存储在电感元件110(l1)中的能量被传输到电容器122(c1)和电容器132(c2)。因此，在稳态条件下，左臂100两端的平均电压v1等于vdc/d。由于右臂200被旁路，因此lcl网络两端的电压为vdc/d，并且能量从电容器122(c1)和电容器132(c2)被传输到负载300。类似地，在状态#6中，存储在电感元件210(l2)中的能量被输送到电容器222(c3)和电容器234(c4)，而电容器222(c3)和电容器234(c4)产生-vdc/d以驱动初级lcl网络。
73.通过使电路在上述的状态#1-7中工作，如图3(e)所示，可以导出5电平阶梯电压波形vpi。每个电压电平的持续时间可以通过改变d或向每个sm 120、130、220、230生成的输出引入相移φ_k来控制。如图3(e)所示，在稳态工作条件下，v1和v2的平均值为v
dc
。因此，该设计确保v-pi两端的dc偏移为零，从而无需使用在传统lcl调谐wpt系统中使用的隔直电容器。
74.除了电路状态#1-7之外，图3(a)所示的其他状态可以用来改进控制灵活性。在状态#8-11期间的电路工作类似于状态2，因为ib-mmc 10生成
±
vdc/2d以驱动初级lcl网络。与状态#4相似，状态#12-16在初级lcl网络两端产生0v电压，因此这些冗余状态可以用于电压平衡。
75.在如图29(a)-(b)所示的另一实施例中，示出了通用子模块的电路配置。这种电路配置本身可以用作单个模块。替代地，它们可以串联连接以形成所提出的ibmmc的分支。图29(a)中的第一配置示出了使用单独的dc耦合网络(例如，电感器或耦合的电感器)的地方。在图29(b)中的第二配置中，dc耦合网络与谐振电路集成在一起。
76.结合基于5电平ib-mmc的wpt变换器的另一实施例提供关于本变换器的拓扑的进一步见解。5电平ib-mmc利用两个臂，其中每个臂由两个半桥sm组成，如图20所示。ib-mmc的输出电压驱动由lpi-cp-lpt形成的电感器-电容器-电感器(lcl)补偿网络，以进行无线功率传输。拾波电路包括由lst-cs形成的并联调谐电感器-电容器(lc)补偿网络，以及为电池馈电的二极管整流器。替代地，根据应用，wpt系统可以采用其他类型的补偿网络。电路状态被示于图21中，其中红线表示dc电流路径，而蓝色虚线表示ac电流路径。电流的dc部分从dc源流入sm，并对电容器充电，从而将能量从dc电源传输到sm。电流的ac部分流过lcl补偿网络，并且代表传输到连接到拾波变换器的负载的功率，该负载由电池vbatt表示。接通每个sm的顶部开关，将其存储电容器与电流串联插入，而接通底部开关使电流旁路。
77.ib-mmc的每个sm通常以相同的占空比d进行操作，其中d是sm插入的时间与切换时间之间的比率。此操作导致16种电路状态，其汇总在表i中，其中“0”表示旁路sm，“1”表示插入sm。下面给出了电路状态的描述，以突出变换器的工作原理。
78.表1：5电平ib-mmc电路状态
[0079][0080]
根据该实施方式，在电路状态#1中，如图21(a)所示，所有sm都被旁路。这导致左臂和右臂两端都为0v，因此，驱动补偿网络的输出电压vpi也是0v。用红线表示的dc电流流经dc电感器l1和l2，将能量分别存储在l1和l2中。
[0081]
在电路状态#2中，如图21(b)所示，sm1被插入并且所有其他sm被旁路。sm1与dc电感器l1一起用作升压变换器，因此，在电路状态#1和#5-7期间存储在l1中的能量被传输到电容器c1，将其充电至vdc＝2d。相反，dc电流继续流经l2，并且在l2中存储更多能量。由于sm2-4被旁路，因此左臂两端的电压v1为vdc＝2d，以及右臂两端的电压v2为0v，从而导致总输出电压vdc＝2d。以vpi表示的该输出电压正在驱动补偿网络，并且产生在系统中流动的ac电流(由蓝色虚线表示)。因此，能量通过补偿网络从c1传输到电池。如图21(d)、(e)和(g)所示，电路状态#4、#5和#7的工作原理类似于电路状态#2的工作原理，其中插入单个sm。然而，取决于sm是分别插入在左臂中还是右臂中，所得的输出电压vpi是vdc＝2d或-vdc/2d。
[0082]
在电路状态#3中，如图21(c)所示，sm1和sm2被插入而sm3和sm4被旁路。电路的这部分也可以看作是升压变换器，其中存储在l1中的能量被传输到c1和c2这两者。因此，在稳态条件下，左臂两端的电压v1等于vdc＝d。由于右臂被旁路，因此lcl网络两端的电压为vdc＝d。能量在此状态期间从c1和c2传输到负载。类似地，在状态#6中，存储在l2中的能量被传
输到c3和c4，而c3和c4生成-vdc＝d以驱动初级lcl网络。通过在上述电路状态下操作ib-mmc，如图21(h)中所示，可以得出5电平阶梯电压波形vpi。每个电压电平的幅度由sm的占空比d确定。每个电压电平的持续时间可以通过向每个sm产生的输出引入相移φk来控制。在稳态条件下，由于l1和l2，v1的平均值以及v2的平均值等于vdc，如图21(h)所示。结果，提出的ib-mmc确保输出电压vpi两端的dc偏移为零，从而消除了传统lcl补偿wpt系统中使用的dc消隐电容器的需要。
[0083]
现在将参考图9a至图9l描述根据本公开的模块化多电平功率变换器10的另一实施例。这些附图描绘了仅具有单个变换器肢100的模块化多电平功率变换器10的不同电路状态的电流，该单个变换器肢具有用于连接到负载300的输出和用于连接到输入电源400的输入。像图3中一样，红线表示dc电流路径，而蓝色虚线表示ac电流路径。
[0084]
该实施例包括设置在输入与输出之间的单个电感元件110。
[0085]
肢100包括两个子模块120、130，其中每个子模块120、130包括至少一个电容器122、132和两个可控开关124、126、134、136。子模块120、130、220、230可操作以选择性地从至少一个电感元件110、210传输能量，以相对于输入处的电压升压输出处的电压。
[0086]
由于其包括最少数量的肢100、200和子模块120、130、220、230，因此该实施例也可以被称为一个示例的内核单元。在以下描述中，子模块120将被称为上部或顶部子模块，而子模块130将被称为下部或底部子模块。
[0087]
在图9a所示的电路状态下，两个子模块120、130均被旁路，其中开关124和126被操作以旁路子模块120，并且开关134和136被操作以旁路子模块130。因此，驱动负载300的电压是-v
dc
，其中v
dc
对应于输入电源400处的电压。由于子模块120、130两端的电压为0v，因此流过电感元件110的电流线性地增加，从而将能量存储在电感元件110中。
[0088]
转到图9b，相应地通过操作开关124和126插入上子模块120，而下子模块130被旁路。上子模块120与电感元件110和输入电源400一起用作升压反激变换器，因此，在图9a中所示的状态期间，通过传输存储在电感元件110中的能量，电容器122被充电至电压电平v
dc
。负载300两端的所得电压为0v。
[0089]
在图9c所示的状态下，两个子模块120、130被插入电路中。在此配置中，电路也可以看作是升压反激变换器，其中存储在电感元件110中的能量既被传输到电容器122又被传输到电容器132。因此，在稳态条件下，变换器肢100两端上的平均电压等于2v
dc
。因此，负载300两端的电压对应于v
dc
，并且能量也从电容器122和电容器132传输到负载300。
[0090]
图9d示出了插入下部子模块120并且旁路上部子模块130的状态。下子模块130与电感元件110和输入电源400一起用作升压反激变换器，因此，电容器132通过传输存储在电感元件110中的能量，被充电到与v
dc
相对应的电压电平，如在上面图9b中所示的状态中。负载300两端的所得电压是0v。
[0091]
图9e以与图9a-d所呈现相同的顺序示出了上面讨论的开关状态。然而，在该实施例中，lcl-lcl ipt系统300’被用作负载300，以示出本公开在ipt系统中的应用。
[0092]
类似地，图9f还以与图9a-d所呈现相同的顺序示出了上面讨论的开关状态。然而，在该实施例中，通过使用电感器lpt和电感器lpi作为电感元件110，进一步简化了使用图9d所示的本公开的ipt电路拓扑。在设计中，两个电感器lpt和lpi构成ipt系统的初级lcl补偿网络。同时，它们用作升压(反激)电感器。
[0093]
每个sm中的开关对s1&s2和s3&s4(图9a至图9l)彼此互补地驱动。假设每个sm以50％的占空比工作，则在一个开关周期内有四种工作状态：
[0094]
1.当s1和s4闭合时，dc电流流入sm1并为电容器c1充电。电路的这部分可视为升压变换器，在稳态工作条件下，c1两端的平均电压将为vdc。因此，在此状态期间，lcl调谐网络两端的电压为0v。
[0095]
2.当s1和s3闭合时，dc电流将为两个电容器充电，并且v1的电压将被升压至2vdc。在这种状态下，lcl调谐网络两端的电压为 vdc，结果能量从电容器被传输到拾波(pick-up)侧。
[0096]
3.当s2和s3闭合时，电容器c2将充电。在稳态工作条件下，c2两端的平均电压也将为vdc，因此lcl储罐两端的电压为0v。
[0097]
4.当s2和s4闭合时，两个电容器被旁路，并且lcl储罐两端的电压将为-vdc，从而将能量从dc源传输到拾波侧。
[0098]
尽管图2中的示例使用了两个sm，但是多个sm可以串联连接，并且通过在每个sm产生的输出电压之间进行相移，可以生成低thd阶梯ac波形来驱动lcl调谐网络。由于电感器和dc电压源的新颖布置，与由相同dc电压源供应的传统多电平变换器将产生的幅度相比，阶梯波形具有明显更高的幅度。此外，应当注意，可以利用电流的ac部分来扩展多电平变换器的零电压开关范围。
[0099]
在图11a至图11e中呈现了示出所提出的多电平变换器的许多不同实施方式的示意图。注意，所提出的拓扑结构不限于图11a至图11e所示的四种布置，并且子模块布置可以包括但不限于半桥、全桥、级联半桥、中性点钳位配置。
[0100]
工作原理和数学模型
[0101]
为了获得所提出的变换器的数学模型，与图2所示的系统相似，对具有lcl补偿网络的基于ib-mmc的wpt系统进行分析。假定ib-mmc有2个臂，并且每个臂有n个sm。尽管每个sm可以具有唯一的占空比，但是为了简化分析和闭环控制器设计，还假设所有sm都以相同的占空比d操作。
[0102]
在稳态条件下，l1和l2两端的平均电压为零，因此每个臂两端的平均电压等于vdc，如式(1)所示，
[0103]v1(avg)
＝v
2(avg)
＝v
dc
＝n
·vc
·dꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(1)
[0104][0105]
对sm进行控制，调整电容器电压vc接近(2)给出的标称值。为了获得臂两端电压的表达式，每个sm的状态由状态信号sk表示，其中，当sm被插入时sk等于1，当sm被旁路时等sk等于0。左右臂两端的电压v1和v2被表示为：
[0106][0107]
状态信号s_k由方波信号描述，该方波信号以弧度为中心，并且是2πd弧度宽，如图4所示。现在可以将状态信号s_k表示为由(4)给出的傅立叶级数。ib-mmc的左臂和右臂以lcl补偿网络的谐振频率彼此异相180度操作。正在驱动wpt系统的发射器线圈的电压vpi等于v1-v2，如(5)所示。v_pi的基本频率分量由(6)给出，而vpi的thd由(7)给出。
[0108][0109][0110][0111][0112][0113]
传输到wpt输出负载vsi的功率可以根据磁耦合(k)、开关频率(ω_s)、发射器线圈的电感(lpi)、驱动电压的基本分量(vpi,1和vsi,1)以及vpi,1和vsi,1之间的相位角(θ)得出，并且由下式给出。这样，与由相同的dc电压源驱动的传统的基于mmc的wpt系统相比，所提出的变换器产生1/d倍大的vpi，从而能够显著降低流经发送器线圈的电流。这样可以显著降低在额定功率下的传导损耗。
[0114]
由于左臂和右臂对称地工作，因此来自dc源的电流将平均分配到每个臂中，这样，dc电感器l1和l2中的电流由下式给出：
[0115][0116]
因此，如图2(a)所示，流入sm的电流为：
[0117][0118]
电容器电压平衡
[0119]
由于在变换器的两侧使用许多子模块，因此每个子模块上的电容器电压需要被维持接近其标称值以确保稳定工作，并且电压输出具有最小的thd。
[0120]
流入变换器的左手侧的电流在图11(c)中标出。在稳态条件下传输额定功率时，电流i
pi
与v
left
同相，流入子模块的电流可以被表示为：
[0121][0122]
流入子模块i
left
的电流根据v
left
和v2而变化。因此，在插入子模块中的电容器的不同时间，将为电容器充电的电流将有所不同。由于该电流i
left
的形状在负载变化时或在开关模式变化时发生变化，因此难以实现固定的开关模式以平衡电容器上的电压。取而代之的是，可以应用排序算法来根据电容器的电压电平动态调整电容器插入臂中的顺序。该算
法在图12所示的流程图中进行了解释。
[0123]
电容器上的电压纹波由下式给出：
[0124][0125]
其中t是电容器电压采样周期。因此，采样电容器电压的速率越快，每个子模块上的电压纹波就越小，从而导致更好的电压平衡。但是，应该注意的是，提出的拓扑结构不受sm之间电压不平衡的影响，并且与某些传统的多电平变换器不同，电压不平衡不会导致循环电流。因此，在所提出的系统中可以容忍较小的电容器和较慢的采样时间。
[0126]
仿真与控制技术
[0127]
为了验证所提出的多电平变换器，在matlab/plecs中仿真了一个高功率ipt系统，每个臂上有4个子模块，如图13所示。为了符合sae-j2954中规定的wpt3类，ipt系统的额定功率输出为11kw。表2中列出了仿真设置的说明。
[0128]
表2仿真模型的说明
[0129]
每侧子模块数量4额定功率11.1kvadc链电压450vev电池电压850v子模块电容1000μfdc电感器(l1和l2)200μh初级线圈电感(l
pt
)26μh补偿电容(c
p
)134.6nfipt耦合因子0.3开关频率85khz
[0130]
在ipt系统中，功率传输是磁耦合、开关频率、电感器值、初级电压和次级电压极其二者之间的相位角的函数。对于典型的系统，电感器值、耦合因子、开关频率以及初级和次级电压之间的相位角通常是固定的，因此，调整功率传递的优选方法是改变初级和次级电压。
[0131]
在提出的多电平变换器拓扑中，初级电压由子模块产生的电压波形组成，并且是占空比dk和相位角的函数。等效初级电压可以通过计算级联的多电平波形的基频分量来获得。这可以通过在推导中将n＝1代入(11)中v1的n次谐波分量，在(12)中示出。
[0132][0133][0134]
通过调节每个子模块之间的占空比或相位角，可以形成不同的初级电压，因此可以控制功率传递。图14示出了占空比和相位角的不同组合下的功率输出和thd。注意，对于
每个工作点，所有子模块的占空比保持相同，并且每个子模块之间的相位差也保持相同。
[0135]
鉴于给定负载所需的功率水平，可以获得占空比和相位角的最佳组合以最小化thd。图15示出了在整个v1电压范围内占空比和相位调制的最佳组合。为了应付高功率wpt系统，希望在v1频谱中以较高的电压电平工作，而thd仍被维持在低值。图15中突出显示额定功率的适用v1范围。
[0136]
为了降低控制复杂度，占空比保持不变，并且仅改变相位角。在这种情况下，重要的是找出期望的将产生高v1电压的固定占空比，并且在改变相位角以改变功率传递时也维持低thd。为了找到合适的固定占空比，占空比是受控变量，并且可以观察到相位角v1与thd之间的关系，如图16所示。
[0137]
通过分析thd绘图，所提出的系统的最佳占空比为固定值0.388，因为它在额定功率下产生最低的thd，并且在整个工作范围内提供较低的平均thd。为了传输额定的11.1kw功率，变换器应在1209v的v1下工作，如图16中所标记的。通过使用v1＝1209v，可以如表1所示计算适当的电感lpi、lpt、lsi、lst和补偿网络。
[0138]
图17所示的pi控制器用于控制功率流。在案例研究中，功率参考值从3.7kw变为11.1kw，每个sm之间的相位角也相应变化，从而导致电压波形v1中的基频分量更高。稳态波形在图18中示出。
[0139]
仿真结果表明，电压v1的基频分量为1206v幅度，thd为9.72％。在这种情况下，输出功率为11kw。提出的拓扑与传统的h桥变换器相比的thd降低在图19中呈现。
[0140]
建模补偿网络
[0141]
图22中示出了基于5电平ib-mmc的wpt系统的简化电路图。
[0142]
ib-mmc由电压源vpi建模，而整流器和电池则由等效ac电阻rac建模。该电路在vpi的每个频率分量的相量域中进行分析。假设ldc大且流过整流器的电流是连续的，则ibatt与irect有关，如下式所示：
[0143][0144]
因此，rac可以根据vbatt和ibatt表示为：
[0145][0146]
初级线圈电流ipt和由ib-mmc产生的ac电流ipi可以被推导为：
[0147][0148][0149]
其中
[0150][0151]
类似地，irect可以由下式给出：
[0152][0153]
其中
[0154][0155][0156]
为了最小化变换器的va额定值，通常将初级和次级补偿网络调谐到vpi的基频ft，如下式
[0157][0158][0159]
其中，ω＝2πf
t
。
[0160]
在调谐的条件下，可以将(15)和(17)简化为
[0161][0162][0163]
因此，使用(13)和(20)传递到电池的功率可以由下式给出
[0164][0165]
补偿技术
[0166]
多电平控制和相位角控制
[0167]
在典型的wpt系统中，通过控制初级变换器电压和次级功率变换器输出电流的幅度来调节传输到负载的功率大小。然而，如图21(a)所示，在本公开中提出的系统主要集中于初级ibmmc逆变器，并且对于次级采用无源二极管整流器。因此，通过控制由vpi表示的初级输出电压来调整功率。根据等式(21)，功率输出与逆变器输出电压成比例。为了分析耦合因子和期望功率水平所需的初级逆变器电压之间的关系，可以将(21)归一化为
[0168][0169]
，其中
[0170]
和
[0171]
在新功率方程式布置中，术语a描述了wpt系统所采用的磁性，而mvpi是调制指数，描述了逆变器输出电压的幅度与dc源电压之间的关系。根据sae标准中规定的wpt2系统要求，在7.7kw功率水平下，在磁性成分a的不同值下，调制指数与耦合因子之间的关系在图21中示出。注意，较高的a值通常表示补偿网络中的更多循环电流，但是对磁性的讨论不在本文讨论范围之内。用于此分析的设置中的a值为0.185，并且下面将讨论系统参数。
[0172]
根据图23，在较高的耦合点处，为了传输相同量的功率，调制指数mvpi减小，这意味着驱动lcl补偿网络的电压较低，结果，逆变器电流将增加。在耦合因子较低的位置处，mvpi增大以维持相同的功率水平，这导致较低的逆变器电流和较高的跟踪电流。因此，变化的耦合因子下的效率可以被仿真并且在图24中示出。
[0173]
所提出的ib-mmc还可以提供以三电平模式操作的机会，尤其是当耦合因子高时，所需的输出电压vpi相对较低。三电平模式将永久地旁路每个臂中的一个sm，而每个臂中仅留下一个工作的半桥，从而产生三电平波形。减少电平数的优点是减少了开关损耗，尽管两种模式的rms输出电压和逆变器电流保持相同，但是3电平模式具有4个开关实例，而5电平模式具有8个开关实例。这在图24中展示，其中蓝线表示3电平模式的性能，而红线表示5电平模式的性能。但是，三电平模式的局限性在于输出电压上的thd较高以及开关上的电压应力较高。当在耦合因子较低的情况下需要较高的调制指数时，电压应力将被施加在单个sm上，而不是与臂中的其他sm共享，因此该电压值可能会超过开关和sm中的电容器中的额定电压。因此，在用于此分析的ib-mmc中，三电平模式和五电平模式之间的变换以0.2的耦合因子发生，如图24中的竖直虚线所示。ib-mmc中电平可调数量的性质使有机会在其输出波形中以最合适数量的电平进行操作。
[0174]
因为基于ib-mmc的wpt系统利用初级控制器，如等式(21)中所示，根据等式(5)，可以通过控制d或或同时控制d和两者来改变vpi的幅度。尽管根据(14)改变d和可以在不同的调制指数下产生具有最低thd的vpi值，但期望的控制器可能变得复杂，因为sm电压随占空比的变化而变化。因此，对于5电平模式操作，d被维持恒定在预定的半最佳值，并且改变以控制调制指数，从而调节功率，如图25中的红色虚线所示。在该特定示例中，当耦合因子超过0.2时，所需mvpi变得低于1.2，控制器将ib-mmc更改为3电平模式，如图25所示。在该区域中，d是唯一的控制变量，并且其轨迹以黑色虚线绘制。
[0175]
电容器电压平衡
[0176]
根据(16)，进入sm的电流与逆变器电流ipi和dc电感器电流il1有关。因此，在一个开关周期内，取决于d和在不同时间插入的sm将具有流过它们的不同累积电流量，从而导致电容器电压的变化率不同。
[0177]
最终，一个臂中一个sm中的电容器将被充电至vdc/d，而同一臂中其余电容器将具有0v。为防止这种情况发生，实施了电压平衡算法以确所有sm中的保净电荷增益/损耗为零，如图26所示。
[0178]
平衡算法测量一个臂中sm中的电容器电压，并以一定频率f
比较
比较它们。基于电压电平，该算法确定过充和欠充的sm，并交换其充电顺序，以实现总体平衡的充电速度。因此，通过电压平衡算法的操作，sm电压的变化被维持在
[0179][0180]
其中，tn是插入第n个sm时的实例，以及t是ib-mmc逆变器的开关周期。
[0181]
实验结果
[0182]
wpt2系统参数选择
[0183]
为了验证所提出的ib-mmc电源变换器的可行性，设计并制造了一个符合sae j2954标准wpt2/z2类的原型7.7kw wpt系统。dd型磁性垫被用作通用初级垫和wpt2/z2次级垫。线圈结构、铁氧体布置和垫尺寸被设计为与标准相匹配，以在实验室中达到最佳能力。磁耦合因子是在标准中指定的三个点上测量的：最佳耦合点(z高度为140mm，无偏移)、标称耦合点(z高度为175mm，无偏移)和最差耦合点(z高度为210mm，x方向未对齐75mm，y方向未对齐100mm)，它们分别为0.23、0.18和0.11。所测量的耦合因子与标准中规定的值有些不同，这是由于制造误差以及缺少模拟车身的大型铝屏蔽板所致。
[0184]
给定初级垫和次级垫的值，使用等式(19)和(21)计算补偿网络的适当组件值。使用等式(15)、(1)和(25)计算每个组件中的最大电压和电流应力，并且选择适当的半导体器件和电感器。表iii中列出了原型系统的参数。
[0185]
表iii提出的系统的参数
[0186][0187]
[0188]
为了验证数学模型的准确性及其预测基于ib-mmc的wpt系统的行为的能力，展示了原型系统的实验波形以及从数学模型得出的波形，如图27(a-c)所示。注意，图27(a)还示出了次级二极管整流器上的输入电压和流入电池的输出电流。由于电池电压恒定，并且所输送的功率被维持恒定，因此次级电压和电流波形在不同的耦合位置处预计相同，因此仅显示一次。
[0189]
在最低耦合位置处，将ib-mmc中sm的占空比控制为35％，sm之间的相位角为0.51弧度，这将导致具有最高幅度的5电平阶梯电压波形vpi，如图27(a)所展示的，其验证了ib-mmc的概念。由于在最差耦合位置处输出电压最高，因此逆变器电流lpi最低，结果，开关中的损耗相对较低，而线圈损耗相对较高。在标称位置，ib-mmc的占空比保持在35％，并且相位角为1.7弧度。这导致较低的输出电压，从而导致较高的逆变器电流，如图27(b)中所示。与最差耦合位置相比，线圈损耗较低，而开关中的损耗较高。在最佳耦合位置，输出电压足够低，ib-mmc可以在三电平模式下以68％占空比工作，以减少开关损耗。在此位置，初级线圈电流最低，而逆变器电流最高，如图27(c)中所示。
[0190]
使用横河电机(yokogawa)t1800功率分析仪测量了基于ib-mmc的wpt2系统的效率，并且在最差、标称和最佳耦合位置下的结果分别为92.4％、91.9％和91.8％，并且实验电压波形的thd为16.3％、31.6％和32.6％。在较高耦合位置处异常低的效率是由于半导体中较高的损耗主导了线圈损耗，这可以通过使用更高性能的器件来解决。
[0191]
为了验证电容器电压平衡算法，实验电容器电压波形如图11所示。该算法每50个开关周期(其是1.7khz)激活一次。以该速率，标称电压变化保持在4.7v以下，与等式(24)一致。实验中出现的较大的14v电压变化是由于adc信号中的噪声所致，而sm平均电压中的细微差异是由于电压感测电路中的容差所致。
[0192]
此外，对于典型的wpt系统，调整功率传递的优选方法是通过改变初级和次级电压。但是，在提出的多电平变换器拓扑中，主要关注点是应用于初级侧的ib-mmc，并且假定次级是简单的整流器电路，因此通过调节初级电压实现功率调节。如(6)中前面提到的，等效初级电压是级联多电平波形的基频分量。选择每个臂中有2个sm的ib-mmc进行分析，有三种改变初级电压的方法，即：通过调整每个sm之间的占空比或相位角，或者调整占空比和相位角这两者。最后一种方法可以在每种特定的负载条件下实现占空比和相位角的最佳组合。图5(a)展示了占空比和相位角的不同组合下thd的变化，以及区域a示出了最佳组合，其中thd在16.3％处是最低的。图5(b)示出了每种负载条件下相对于额定功率的功率水平。
[0193]
尽管提出的变换器提供了用于调节占空比和相位角这两者的自由度，如(2)中所示，但是改变占空比会导致电容器电压vc发生变化，这会导致建立时间长并降低系统稳定性并增加控制复杂性。因此，占空比被保持恒定，且只有相位角变化以控制功率水平。图6中所示的pi控制器被用于控制功率流。功率参考值从额定功率的100％变为70％，每个sm之间的相位角相应地变化，从而导致电压波形vpi的变化。稳态波形被示于图7中。
[0194]
电容器电压平衡是在相位调制控制后施加的，并且通过对每个电容器电压进行采样和排序并相应地交换开关顺序来完成。但是，应该注意的是，提出的拓扑结构不受sm之间电压不平衡的影响，并且与某些传统的多电平变换器不同，电压不平衡不会导致循环电流。
[0195]
为了验证提出的多电平变换器，在matlab/plecs中仿真了11kw wpt系统，每个臂上有2个sm，它符合sae-j2954标准中规定的wpt3类，并且附录a中列出了仿真设置的说明。
vpi、ipi和ipt的仿真波形如图8所示，仿真变换器的效率为93.3％，以及电压vpi的thd为16.3％，在标准h桥变换器中应接近30％。
[0196]
与模块化多电平变换器相比，提出的系统提供了四倍高电压，这导致在额定功率下的传导损耗更低，并且在本示例中，提出的系统仅使用单个dc源。仿真结果表明，该系统适合传递11kw功率，这是一种wpt电平3变换器并且符合sae-j2954标准。连接到ipt系统的阶梯电压波形具有9.72％的低thd，在标准的h桥拓扑中应该接近30％。如仿真所示，整体效率为95.1％，非常适合高功率系统。
[0197]
还公开了一种用于高功率ev充电应用的集成式升压型模块化多电平变换器(ib-mmc)。由于独特的升压变换器配置，提出的ib-mmc能够从单个dc源生成具有高幅度和低thd的阶梯电压波形。还呈现了5电平ib-mmc的工作原理。还公开了一种能够预测稳态电压和电流的综合数学模型。已经公开了ib-mmc在3电平模式和5电平模式下工作的能力，并且已经采用了相位调制控制来调节变化的耦合位置处的功率。使用与sae j2954 wpt2/z2标准兼容的dd垫进行的7.7kw wpt实验验证了ib-mmc的可行性。使用实验室中现成的设备，在偏移位置测得的最大效率为92.4％。
[0198]
当前的多电平变换器拓扑可用于包括但不限于hvdc、高功率电机驱动器和高功率无线ev充电系统的应用。总之，与模块化多电平变换器相比，提出的系统提供了四倍较高电压，这导致额定功率下的传导损耗更低，并且提出的系统仅使用单个dc源。电容器电压平衡仅通过排序算法来实现，该算法可通过改变充电顺序来平衡电容器电压。
[0199]
在整个说明书中，相同的参考数字在不同实施例中已经用于指代相同的特征。
[0200]
除非上下文清楚地另外要求，否则在整个说明书中，词语“包括”、“包含”等应以包容性含义来解释，而不是排他性或穷举性含义，也就是说，是“包括，但不限于”的含义。
[0201]
尽管已经通过举例的方式并且参考其可能的实施例描述了本公开，但是应当理解，可以在不脱离本公开的范围的情况下对其进行修改或改进。本公开还可以广义地说本技术的说明中提及或指出的部分、要素或特征(单独地或共同地)，以及所述部分、要素或特征的两个或更多个的任何或所有组合来构成。此外，在已经参考具有已知等效物的本公开的特定组件或整数的情况下，则这样的等效物被结合在本文中，就如同单独阐述一样。
[0202]
在整个说明书中对现有技术的任何讨论绝不应被认为是承认该现有技术是本领域众所周知的或形成本领域公知常识的一部分。