求取校准数据以考虑射频雷达信号相位与温度电压相关性的制作方法

1.本说明书涉及雷达测量技术领域。一些实施例涉及一种具有一个或多个级联的单片集成微波电路(mmic)的装置，所述微波电路例如可以应用在雷达传感器/传感器系统中，以及涉及一种用于求取校准数据的方法，所述校准数据用于校正在mmic中处理的射频(hf)信号的与温度相关的相位。


背景技术：

2.雷达传感器使用在用于检测对象的多个应用中，其中，检测通常包括测量所检测的对象的距离和速度以及方位角(到达方向，doa)。尤其在汽车领域中，存在对雷达传感器的日益增长的需求，雷达传感器尤其能够使用在驾驶辅助系统(高级驾驶员辅助系统，adas)中，诸如在车距调节速度控制(acc，自适应巡航控制，或雷达巡航控制)系统中。这种系统可以自动调节汽车的速度，以便与其他在前行驶的汽车(以及与其他对象和行人)保持安全距离。汽车领域中的其他应用例如是死角检测(盲点检测)、车道变化辅助、碰撞警告系统、行人检测等。在自主行驶领域，雷达传感器以及具有多个传感器的系统对于自主车辆的控制起着重要的作用。
3.现代雷达系统使用高度集成的hf电路，该hf电路可以将雷达收发器的hf前端的所有核心功能统一在唯一的壳体(单芯片雷达收发器)中。这样的高度集成的hf电路通常被称为mmic。hf前端通常(但不是必须地)尤其包括在锁相环中切换的压控振荡器(vco)、功率放大器(pa)、定向耦合器、混频器以及用于控制和监控hf前端的所属的控制电路装置。mmic也可以包括用于基带(或中频带)中的模拟信号处理的电路以及模拟数字转换器(adc)，以便实现数字信号处理。
4.在传感器应用中，也可以将多个mmic互联(级联)，例如以便通过多个天线发射和/或接收hf雷达信号。这种具有多个mmic和多个天线的装置例如可以用于波束成形技术。此外，当尤其应求取所接收的雷达回波(doa)的入射方向时，也使用多个发送天线和接收天线。为了能够进行可靠的测量，所发射的hf雷达信号的相位必须处于彼此确定的关系中。类似的情况适用于在接收信道中使用的本地振荡器信号。为了校准相位，需要相位测量，这在ehf(极高频)范围的频率处提出了一定的挑战。此外，这些相位不是恒定的，而是可以根据mmic的温度和供电电压而变化。此外，由于制造工艺中不可避免的变化，相位和温度之间以及相位和供电电压之间的关系不是恒定的，而是对于每个mmic可以是不同的。


技术实现要素：

5.在此描述的实施例涉及一种雷达系统和一种用于求取校准数据的对应方法，其中，考虑相位的温度相关性和/或相位与供电电压的相关性。
6.根据第一实施例，该方法包括，基于在另外的雷达芯片中生成的本地振荡器信号在第一雷达芯片中提供本地振荡器信号；将所述本地振荡器信号输送到第一雷达芯片的发送信道，所述第一雷达芯片基于所述本地振荡器信号生成hf输出信号；改变第一雷达芯片
的温度和/或供电电压；基于被输送给发送信道的本地振荡器信号和对应的hf输出信号，对于第一雷达芯片的不同的温度值和/或不同的供电电压值，来测量相位值；以及基于测量的相位值求取校准数据用于相位校准，以补偿由于温度和/或供电电压的变化而引起的hf输出信号的相位的变化。
7.根据另外的实施例，该方法包括，基于在另外的雷达芯片中生成的本地振荡器信号在第一雷达芯片中提供本地振荡器信号；将所述本地振荡器信号输送到所述第一雷达芯片的接收信道的接收混频器，所述接收混频器借助于所述本地振荡器信号将hf输入信号向下混频到基带并且生成基带信号，其中作为hf输入信号馈入基于本地振荡器信号的hf测试信号；改变第一雷达芯片的温度和/或供电电压；基于所述基带信号，对于雷达芯片的不同温度值和/或不同供电电压值，来测量相位值；以及基于测量的相位值求取校准数据用于相位校准，以补偿由于温度和/或供电电压的变化而引起的输送到接收信道的本地振荡器信号的相位的变化。
8.另外的实施例涉及雷达系统，该雷达系统包括：第一雷达芯片的发送信道，该第一雷达芯片被构造成基于被输送到所述发送信道的本地振荡器信号来生成hf输出信号；相位测量电路，该相位测量电路被构造成，基于被输送给第一雷达芯片的发送信道的本地振荡器信号和对应的hf输出信号，对于第一雷达芯片的不同的温度值和/或不同的供电电压值，来测量相位值；以及计算单元，所述计算单元被构造成，基于所测量的相位值求取校准数据以用于相位校准，以补偿由于第一雷达芯片的温度和/或供电电压的变化而导致的hf输出信号的相位的变化。
附图说明
9.下面借助附图更详细地阐述实施例。图示不一定是比例正确的并且实施例不仅限于所示出的方面。更确切地说，重点在于示出实施例所基于的原理。在附图中：
10.图1是用于示出用于距离测量和/或速度测量的fmcw雷达系统的功能原理的简图。
11.图2包括两个时间图，用于示出由fmcw系统生成的hf信号的频率调制。
12.图3是用于示出fmcw雷达系统的基本结构的框图。
13.图4是用于示出雷达系统的发送信道和接收信道的示例性实现方式的简化框图。
14.图5是用于示出具有多个级联mmic的系统的框图，其中，本地振荡器信号由主mmic生成并且被分配到从mmic。
15.图6是用于示出示例性的雷达系统的框图，该雷达系统具有多个hf输出信道和用于测量hf输出信道的hf输出信号的相位的测量电路。
16.图7是用于示出被构造成实现对输送给接收信道的lo信号的相位进行测量的接收信道的示例的框图。
17.图8是用于示出针对发送信道所测量的相位值的温度系数与在发送信道的输出端处的实际由温度决定的相位漂移的相关性图表。
18.图9是用于示出在此描述的方法的示例的流程图。
19.图10示意性地示出相位测量的示例。
具体实施方式
20.图1示出fmcw雷达系统作为用于测量对象的距离和速度的传感器的应用，对象通常被称为雷达目标。在本示例中，雷达装置1具有单独的发送(tx)天线6和接收(rx)天线5(双基地雷达配置或伪单基地雷达配置)。但是要注意的是，也可以使用同时用作发送天线和用作接收天线(单基地雷达配置)的天线。发送天线5发射hf信号s
rf
(t)，该信号例如利用线性啁啾信号(周期性的、线性的频率斜坡)被频率调制。所发射的信号s
rf
(t)在雷达目标t处反向散射，并且反向散射(反射的)信号y
rf
(t)由接收天线6接收。图1示出简化的示例；实际上，雷达传感器是具有多个发送(tx)信道和接收(rx)信道的系统，并且hf信号s
rf
(t)包括啁啾序列。mimo(多输入/多输出)雷达系统的示例将在后面参考图5进行讨论。此外，这里所描述的示例不限于fmcw雷达系统，而是也可以应用于其他雷达系统，诸如相位调制连续波(pmcw)雷达系统。
21.图2示例性地示出信号s
rf
(t)的所提到的频率调制。如在图2中所示，信号s
rf
(t)由多个“啁啾”组成，即信号s
rf
(t)包括具有上升(上啁啾)或下降(下啁啾)频率的正弦信号变化曲线(波形)的序列(参见图2中的上图)。在本示例中，在起始频率f
开始
处开始的啁啾的瞬时频率f(t)在时间段t
斜坡
内线性地增加到停止频率f
停止
(参见图2中的下图)。这种啁啾也称为“线性频率斜坡”。在图2中示出三个相同的线性频率斜坡。然而应注意，参数f
开始
、f
停止
、t
斜坡
以及单个频率斜坡之间的暂停可以改变。频率变化也不一定必须是线性的。
22.图3是示例性示出雷达装置1(雷达传感器)的可能结构的框图。因此，至少一个发送天线5(tx天线)和至少一个接收天线6(rx天线)与集成在mmic中的hf前端10连接，该前端可以包括hf信号处理所需的所有那些电路组件。这些电路组件包括例如本地振荡器(lo)、hf功率放大器、移相器、低噪声放大器(lna)、定向耦合器(例如，竞争耦合器、环行器等)以及用于将hf信号向下混频到基带或中频带(zf频带)中的混频器。hf前端10可以-必要时连同另外的电路组件一起-集成在mmic(雷达芯片)中。所示的示例示出具有单独的rx和tx天线的双基地(或伪单基地)雷达系统。在单基地雷达系统的情况下，唯一的天线既用于发射也用于接收电磁(雷达)信号。在这种情况下，定向耦合器(例如循环器)可用于将待发射的hf信号与所接收的hf信号(雷达回波)分离。如所提及的那样，雷达系统在实践中大多具有带有多个发送天线或接收天线的多个发送信道和接收信道，这尤其能够实现方向(doa，到达方向)的测量，从该方向接收雷达回波。该方向通常由角度(方位角)表示。在这种mimo系统中，各个tx信道和rx信道通常分别相同或类似地构造。也就是说，雷达前端10可以具有可以分布在多个雷达芯片上的多个发送信道和接收信道。
23.在fmcw雷达系统的情况下，经过tx天线5发射的hf信号例如可以在从大约20ghz到100ghz的范围中(例如，在一些应用中大约80ghz)。如所提到的那样，由rx天线6接收的hf信号包括雷达回波，也就是说，在一个或多个雷达目标处反向散射的那些信号分量。所接收的hf信号y
rf
(t)例如向下混频到基带中并在基带中借助于模拟信号处理进一步处理(参见图3，模拟基带信号处理链20)。所提到的模拟信号处理基本上包括基带信号的滤波以及必要时的放大。基带信号最后被数字化(参见图3，模数转换器30)并且在数字范围内被进一步处理。数字信号处理链包括(数字)计算单元，该计算单元可以至少部分地被实现为软件，该软件可以在处理器、例如微控制器或数字信号处理器(参见图3、dsp 40)上被实施。计算单元也可以包括硬连线的和一次性可编程的计算电路。在本说明书中，计算单元理解为适于且
被构造成执行在此描述的计算的每个功能单元。计算单元也可以分布在多个集成电路上。
24.整个系统通常借助系统控制器50控制，系统控制器同样可以至少部分地实现为可以在诸如微控制器之类的处理器上执行的软件。hf前端10和模拟基带信号处理链20(以及可选地，模数转换器30和数字信号处理的部分)可以一起集成在唯一的mmic(即，hf半导体芯片)中。备选地，各个组件也可以分布在多个集成电路上。
25.图4示出具有下游基带信号处理链20的hf前端10的示例性实现方式，所述下游基带信号处理链可以是图3的雷达系统的一部分。应当注意的是，图4示出简化电路图，以示出具有发送信道(tx信道tx1)和接收信道(rx信道rx1)的hf前端的基本结构。实际的实现方式(其可以强烈地依赖于具体的应用)当然可以更复杂并且通常具有多个tx信道和/或rx信道(也参见图5)。hf前端10包括生成hf振荡器信号s
lo
(t)的本地振荡器101(lo)。hf振荡器信号s
lo
(t)可以在测量运行中被频率调制，如上文参考图2所述，并且也被称为lo信号。在雷达应用中，lo信号通常在shf(超高频，厘米波)频带或ehf(极高频，毫米波)频带中，例如在某些汽车应用中在76ghz到81ghz的区间内，或在24ghz ism频带(工业、科学和医学频带)中。
26.lo信号s
lo
(t)不仅在发送信号路径(tx信道)中而且在接收信号路径(rx信道)中被处理。从tx天线5发射的发送信号s
rf
(t)(参见图2)通过例如借助于hf功率放大器102放大lo信号s
lo
(t)而生成，并且因此仅是lo信号的s
lo
(t)的放大的版本。移相器103可以通过相移实现发送信号s
rf
(t)的相位的附加适配。放大器102的输出端可以(必要时经由无源适配网络)与tx天线5耦合。由rx天线6接收的hf雷达信号y
rf
(t)被馈送到rx信道中的接收器电路，并因此直接或间接地输送到混频器104的hf端口。在本示例中，所接收的hf雷达信号y
rf
(t)(天线信号)借助放大器104(增益g)被预放大。因此，放大的hf接收信号g
·yrf
(t)被输送给混频器106。放大器104例如可以是lna。移相器105(相移)用于适配输送给混频器106的lo信号的相位。
27.向混频器106的参考端口输送(必要时偏移了相位)的lo信号s
lo
(t)，从而混频器106将(预放大的)hf雷达信号y
rf
(t)向下混频到基带中。所得的基带信号(混频器输出信号)在图4中用y
bb
(t)表示。首先模拟地进一步处理该基带信号y
bb
(t)，其中，模拟基带信号处理链20基本上提供增益(放大器22)和滤波(例如带通21)以抑制不期望的边频带和镜像频率。被输送给模数转换器(参见图3、adc 30)的所得的模拟输出信号由y(t)表示。用于数字地进一步处理输出信号(数字雷达信号y[n])以检测雷达目标(距离、速度和doa中的至少一个)的方法本身是已知的(例如距离多普勒分析)，并且因此在此不再进一步讨论。
[0028]
在本示例中，混频器106将预放大的hf接收信号g
·yrf
(t)(即放大的天线信号)向下混频到基带中。混频可以在一个阶段中(即从hf频带直接到基带中)或者通过一个或多个中间阶段(即从hf频带到中频带并且进一步到基带中)进行。在这种情况下，接收混频器106有效地包括多个串联连接的单个混频器级。混频器106也可以构造为iq混频器，其作为基带信号提供具有实部和虚部的复信号。实信号分量也称为同相分量(i)，并且虚分量也称为正交分量(q)(因此名称为iq混频器)。
[0029]
雷达芯片(mmic)通常仅具有少数几个发送信道和接收信道。具有多个信道的雷达系统例如可以通过级联多个雷达芯片来构建。尤其是对于高分辨率的雷达系统，可能需要多个发送信道和接收信道。图5示出具有四个雷达芯片1、2、3和4的示例，其中，雷达芯片1作
为主mmic 1工作，并且mmic 2、3和4作为从mmic工作。也就是说，本地振荡器信号s
lo
(t)的生成在主mmic 1中进行，例如借助连接在锁相环(pll)中的vco(参见图5，本地振荡器101)进行。主mmic 1具有hf触点lo
out
，在该触点上可以输出本地振荡器信号(lo信号)。例如，为此可以将发送信道的hf输出端tx1配置为lo输出端(hf触点lo
out
)。在所示的示例中，hf触点lo
out
与功率分配器50(分路器)连接，该功率分配器将在hf触点lo
out
处输出的lo信号s
lo
(t)分为三个lo信号，它们被输送给从mmic 2、3和4。从mmic 2、3和4为此分别具有hf触点lo
in
，该触点用作lo输入端。mmic 1、2、3和4以及hf分路器50可以布置在电路板上。在这种情况下，mmic和分路器之间的hf线路可以构造为条状线路。也可以使用其他类型的线路(例如波导)。从mmic中的一个或多个从mmic也可以布置在与主mmic不同的其他电路板中。在这种情况下，不同电路板经由波导连接以传输lo信号。hf功率分配器50可以被实现在电路板的金属化层中，例如作为维尔金森分配器，其中，也可以使用其他分隔结构。主mmic 1也可以具有多个被配置为lo输出端的hf触点lo
out
。在这种情况下，hf分路器可以被集成到主mmic中。还已知多芯片雷达系统，其中多个mmic(关于lo信号)以菊花链方式耦合，使得lo信号从一个mmic被转发给下一个mmic。
[0030]
在图5所示的示例中，从mmic 2和3基本上构造为多信道hf放大器，它们分别具有分别与发送天线5连接的四个发送信道tx1-tx4和所属的天线输出端。输出到天线5上的发送信号是在hf触点lo
in
处接收的lo信号s
lo
(t)的基本上放大和相移的版本。在所示示例中，接收信道不具有从mmic 2和3。从mmic 4可以例如与主mmic 1相同地构造，但是被配置为从设备。在所示的示例中，从mmic 4具有配置为lo输入端的hf触点lo
in
。在其他应用中，该hf触点可以备选地被配置为hf输出端。主mmic 1和从mmic 4分别具有四个接收信道，它们具有属于接收信道rx1-rx4的天线输入端，天线输入端与接收天线6连接。mmic 1和mmic 4的发送信道在图5中示出的示例中不与天线连接。在其他实施例中，mmic 1和4的在图5中未使用的发送信道也可以与天线连接并且用于发射雷达信号。根据图5的示例可以看出，通过耦合多个mmic可以构造具有(理论上)任意多个rx信道和tx信道的雷达系统。
[0031]
在图5所示的示例中，雷达系统具有时钟发生器51，该时钟发生器集成在单独的芯片中。备选地，时钟发生器也可以集成在主mmic1中、在从mmic 1-4中的一个从mmic中或者在控制器50中。由时钟发生器51生成并在时钟输出端clk
out
上输出的时钟信号s
clk
(t)的频率明显小于lo信号s
lo
(t)的频率，并且通常在50-500mhz的范围内；更大和更小的频率是可能的。在所示的示例中，控制器50以及mmic 1-4分别具有时钟输入端clk
in
，时钟信号s
clk
(t)被输送给所述时钟输入端。控制器50以及mmic 1-4能够分别具有通信接口，以便能够实现控制器50和mmic 1-4之间的数据传输。在所示示例中，通信接口是用于经由数字串行总线8连接控制器50和mmic 1-4的串行外围接口(spi)。其他类型的数据传输和接口是可能的。控制器50可以包括一个或多个处理器(具有一个或多个处理器核心)，该处理器使得控制器50的一些功能能够借助软件来实现。在实施例中，控制器50包括微控制器，例如infineon aurix微控制器族中的一个微控制器。除了提到的spi接口外，还可以设置高速总线，以便以高数据速率传输数据。所提及的计算单元的一部分(参见图4，计算单元40)也可以集成在系统控制器50中。
[0032]
在雷达测量时评估的信息的一部分在于所接收的(并且向下混频到基带中的)雷达信号y(t)或者y[n](参见图4)的相位。为了进行有用的测量，由天线5发射的发送信号必
须具有(相对彼此)定义的相位。关于接收信道，类似的情况适用于输送给接收混频器的lo信号的相位。
[0033]
然而，例如在从mmic 2的发送信道tx1的hf输出端上输出的hf发送信号的相位取决于不同参数，例如主mmic 1和从mmic 2之间的hf信号路径的长度，通过该路径传输lo信号s
lo
(t)。尤其，相位还取决于主mmic 1和从mmic 2的温度，因为集成在mmic中的hf电路(尤其是有源电路)引起与温度相关的相移。
[0034]
已知不同概念来确保在从mmic处接收的lo信号具有基本相同的相位。例如，印刷电路板的设计可以使得主mmic和从mmic之间的lo信号线路的电有效长度对于所有从mmic都是相同的。剩余的相位差例如可以在线端测试的范围内测量并且在雷达信号的信号处理中考虑。在电无源电路结构中，温度相关性起次要作用，因此进入mmic的lo信号的相位的校准是相对简单的。为了进一步讨论，可以不失一般性地假设，由从mmic接收的lo信号s
lo
(t)的相位对于每个从设备是相同的。必要时存在的相位差可以被测量并且以不同的方式被补偿。
[0035]
比较成问题的是由各个mmic中的有源电路组件(例如放大器、移相器等)引起的温度相关的相移，尤其因为对于每个mmic和对于每个(tx和rx)信道，温度相关性可以不同。相同的情况适用于相位与相应mmic的供电电压的相关性。
[0036]
处理相位变化的一种方式是：测量相关hf信号的相位(对于不同温度和供电电压)，并且随后在线端测试的范围内，校准在tx信道的输出端处的hf雷达信号的相位以及输送到rx信道的lo信号的相位。然而，为了测量相位，需要相位相对稳定的参考信号。然而，在已知的系统中，这种参考信号在从mmic中不可用，这使得相位测量和随后的校准具有挑战性。
[0037]
已知的概念使用相位测量以用于在线端测试的范围内求取校准数据的目的。但值得期望的是，稍后在运行期间也有规律地(例如在各个测量之间或在接通雷达系统时)求取校准数据。该要求意味着，必须利用存在于mmic中的资源来求取校准数据。
[0038]
图6示出集成在mmic(例如，图5的示例中的主mmic 1或从mmic 2-4中的一个从mmic)中的雷达收发器的一部分的示例，其中，基本上示出进一步讨论所需的那些组件。图6中的示例示出了具有多个tx信道tx1、tx2、tx3和tx4的雷达收发器，这些信道的hf输出信号s
rf,1
(t)，s
rf,2
(t)，s
rf,3
(t)或s
rf,4
(t)通过相应的tx天线发射。各个tx信道例如可以如在图4中的tx信道那样被构造。此外，在tx信道tx1、tx2、tx3和tx4的每个tx信道中，在hf信号路径中在天线端口之前(并且尽可能接近天线端口)布置耦合器108，该耦合器被构造成将各个hf输出信号s
rf,1
(t)，s
rf,2
(t)，s
rf,3
(t)或s
rf,4
(t)的信号功率的一部分进行分流并且作为测试信号提供。测试信号由s
fb,1
(t)，s
fb,2
(t)，s
fb,3
(t)和s
fb,4
(t)表示，并且基本上是对应的hf输出信号s
rf,1
(t)，s
rf,2
(t)，s
rf,3
(t)或s
rf,4
(t)的缩放版本。尤其，测试信号s
fb,1
(t)，s
fb,2
(t)，s
fb,3
(t)和s
fb,4
(t)具有与对应的hf输出信号s
rf,1
(t)，s
rf,2
(t)，s
rf,3
(t)或s
rf,4
(t)基本上相同的相位。在实施例中，在耦合器108和与耦合器耦合的天线之间不存在有源电路组件，而仅存在必要的布线。
[0039]
tx信道tx1、tx2、tx3和tx4从由相应mmic接收的lo信号s
lo
(t)中生成相应的hf输出信号s
rf,1
(t)，s
rf,2
(t)，s
rf,3
(t)和s
rf,4
(t)(以及所属的测试信号s
fb,1
(t)，s
fb,2
(t)，s
fb,3
(t)和s
fb,4
(t))，所述lo信号被输送到相应mmic的所有tx信道。基本上，hf输出信号s
rf,1
(t)，srf,2
(t)，s
rf,3
(t)和s
rf,4
(t)是lo信号s
lo
(t)的相移和放大版本。在mmic(从设备和主设备)中的每个mmic中，在mmic中存在的lo信号s
lo
(t)经由信号分配电路100分配到各个tx信道tx1、tx2、tx3和tx4上。信号分配电路可以是例如纯无源hf结构元件，并且例如可以包括例如一个或多个功率分配器。然而，信号分配电路也可以包括有源电路(例如，信号缓冲电路)。
[0040]
图6的示例还包括用于测量测试信号s
fb,1
(t)，s
fb,2
(t)，s
fb,3
(t)和s
fb,4
(t)的相位的测量电路300。如提及的那样，测试信号s
fb,1
(t)，s
fb,2
(t)，s
fb,3
(t)和s
fb,4
(t)具有与对应的hf输出信号s
rf,1
(t)，s
rf,2
(t)，s
rf,3
(t)或s
rf,4
(t)基本上相同的相位，并且因此测量结果也表示由tx天线发射的雷达信号的相位。为了执行相位测量，本地振荡器101以连续波(cw)模式运行，并且tx信道中的仅一个tx信道在每种情况下是活动的，而其余tx信道被解除激活(例如，通过解除激活相应的功率放大器102)。对于以下阐述，假设第一tx信道tx1是活动的。输送给测量电路300的测试信号由h1(t)表示，并且h1(t)＝s
fb,1
(t)适用。一般地，在图6中当前活动的tx信道以txk表示并且输送给测量电路300的测试信号是hk(t)＝s
fb,k
(t)。
[0041]
如所提到的，测量电路300接收活动的tx信道tx1的测试信号h1(t)以及由信号分配电路100提供的lo信号s
lo
(t)。测量电路300包括移相器301，该移相器将lo信号s
lo
(t)的相位偏移了相位值相移lo信号由s
tsg
(t)表示。测量电路300进一步包括被构造成将信号s
tsg
(t)和h1(t)混合的混频器302。由于所提及的本地振荡器101处于cw运行，所有hf信号具有相同的频率f
lo
，并且混频器302的输出信号是低通滤波之后的直流电压(dc电压)，该直流电压与相位值φ
tsg
相关。配设给测试信号h1(t)的混频器输出信号由m1(φ
tsg
)表示，并且信号m1(φ
tsg
)包含关于测试信号h1(t)的相位并且因此还关于所属的hf雷达信号s
rf,1
(t)的相位的信息。模数转换器303被构造成将信号m1(φ
tsg
)数字化；对应的数字信号由m1[φ
tsg
]表示。当模数转换器303对针对不同的相位值φ
tsg
的混频器输出信号m1(φ
tsg
)进行采样时，能够非常简单地从数字信号m1[φ
tsg
]中求取相位信息。当相位值具有形式φ
tsg
＝n
·
360/n，其中n＝0、
…
、n-1时，借助数字信号处理对所寻找的相位进行计算是特别简单的。例如，如果n＝8，那么φ
tsg
可以取0、45、90、135、180、225、270和315的值，即相位φ
tsg
以等距的步骤旋转完整的360
°
周期。在这种情况下，可以从序列m1[φ
tsg
]＝m1[n
·
360/n](对于n＝0、
…
、n-1)借助傅里叶变换以简单的方式求取发射的雷达信号s
rf,1
(t)(相对于s
lo
(t)的相位)的相位φ
rf,1
。关于相位的计算，后面还要详细地进行说明。
[0042]
图6的示例基于hf信号s
tsg
(t)(相移的lo信号)和测试信号hk(t)的混合，其中，相位φ
tsg
＝n
·
360/n连续递增，并且混频器输出信号mk(φ
tsg
)的所得的电平被采样和数字化。应当理解，图6中所示出的测量hf雷达信号s
rf,k
(t)的相位φ
rf,n
的概念仅仅是示例，并且可以使用在tx信道的输出端上基于lo信号和相应的hf雷达信号s
rf,k
(t)的相位测量的其他方案。与所使用的用于相位测量的方案无关地，可以针对相应的雷达芯片(mmic)的不同的温度和供电电压测量所发射的雷达信号s
rf,k
(t)(k＝1、2、3、...)的相位φ
rf,k
，以便检测相位的温度相关性和相位与供电电压的相关性。
[0043]
图7示出用于雷达芯片(mmic)的接收信道rx1、rx2等的类似的概念。在图7中仅示出一个接收信道rx1；然而，以下所描述的方案可以被应用于所有接收信道rxk(k＝1、2、3、...)。图7所示的接收信道rx1与图4所示的接收信道基本上相同地构造。另外，耦合器107被布置在接收天线和lna 104之间，耦合器实现hf测试信号被馈入到接收路径中。在耦合器107和对应的接收天线之间没有有源电路组件，而是理想地仅有必要的布线。根据所示示
例，在图6中示出并且在上面解释的经相移的lo信号s
tsg
(t)可以用作用于接收信道的hf测试信号。hf测试信号s
tsg
(t)在接收信道中如由接收天线6接收的hf雷达信号y
rf,1
(t)一样被处理，并且还经历相同的与温度相关的和与供电电压相关的相移。在接收混频器106中，lo信号s
lo
(t)和hf测试信号s
tsg
(t)被混合并且所得的基带信号y
bb
(t)被(可选地)模拟预处理和数字化。所得的数字信号y1[n]可以以与图6的示例中的信号mk相同的方式进行处理。
[0044]
因为对于相位测量，lo信号是未调制连续波(cw)信号，所以接收信道rx1的数字输出信号y1[n]是dc信号，该信号与hf测试信号s
tsg
(t)的相位φ
tsg
相关(同样参见图6)。因此，数字输出信号y1[n]也可以被认为是信号y1[φ
tsg
]，如同信号m1[φ
tsg
]在图6的示例中一样。因此，通过在等距的步骤中使相位φ
tsg
的相位旋转一个或多个完整的周期，可以求取序列y1[φ
tsg
]＝y1[n
·
360/n](对于n＝0、
…
、n-1)；并且从该序列y1[n
·
360/n]可以借助于傅里叶变换以简单的方式求取相位ψ
rf,1
(相对于s
lo
(t)的相位)。关于相位的计算，后面还要详细地进行说明。可以针对其他接收信道rx2、rx3等重复该过程以求取相位值ψ
rf,2
，ψ
rf,3
等。
[0045]
在此要注意的是，在这里所描述的实施例中，重点不是相位测量本身，而是表示相位的温度相关性的校准数据的求取。目标是在雷达系统的运行中使用该校准数据以补偿发射的hf雷达信号s
rf,k
(t)的相位和rx信道rxk使用的lo信号s
lo
(t)的相位的温度相关的变化。相同的情况适用于所发射的hf雷达信号s
rf,k
(t)和rx信道rxk使用的lo信号s
lo
(t)(k＝1、2、3，...)的相位的与供电电压相关的变化。
[0046]
如所提及的，利用片上资源测量实际的温度漂移(和由于供电电压变化而引起的漂移)是不可能的。然而，研究表明，相位值φ
rf,1
，φ
rf,2
，φ
rf,3
等的温度漂移(见图6)以及相位值ψ
rf,1
，ψ
rf,2
，ψ
rf,3
等的温度漂移(见图7)与tx信道和rx信道中的实际相关相位的温度漂移密切相关。图8的图表示出了这种相关性。在横坐标上的位置表示关于发送信道tx3的相位φ
rf,3
的所计算的温度系数，单位为度/开尔文(或度/℃)。为了计算温度系数，如上参考图6所述，针对不同温度测量相位值φ
rf,3
，并且从相位值计算温度系数。纵坐标示出在对应的发送信道tx3的输出端上的所属的实际温度漂移。在图表中绘制的测量点表示用于多个温度的多个不同的mmic。可以看出明显的相关性。对于在供电电压改变时的相位漂移获得类似的相关性。在这种情况下，也可以从针对不同的供电电压所测量的相位值φ
rf,3
中计算系数(例如以度/伏特为单位)，所述系数说明由于电压变化引起的相位变化。类似的情况适用于在各个接收信道rx1、rx2、rx3等处测量的相位ψ
rf,1
，ψ
rf,2
，ψ
rf,3
等。
[0047]
关于图8中所示的相关性，可以求取在所计算的相位温度系数和所属的实际温度漂移之间的数学关系。在简单的示例中，该数学关系可以通过回归线来表示(参见图8)，但是也可以借助于补偿计算(曲线拟合)来求取非线性关系，以便实现更高的精度。
[0048]
在雷达系统的运行中，可以借助图6和图7中所示的并在上面描述的测量以及片上资源来求取对于tx信道和rx信道的相位的温度系数(校准数据)；借助于上述数学关系(在最简单的情况下，回归线的斜率是简单的乘法因子)，所计算的温度系数可以被转换成实际温度漂移的估计值。借助于实际温度漂移的估计值可以(根据在具体的雷达测量中测得的温度)校正相位的由温度决定的变化。温度系数(校准数据)可以单独地针对每个tx信道和rx信道以及针对每个mmic例如以规则的间隔利用上述片上资源自动地被求取。相同的情况适用于表示与供电电压的相关性的系数。
[0049]
下面借助于图9中的流程图概括这里所述的用于求取校准数据的方案的示例。应
当理解，以下解释不包括技术特征的完整列举而仅仅包括示例性列举。此外，所示出的方法步骤的顺序不重要。也就是说，所示出的方法步骤也可以同时地或者以与在图9中所示出的顺序不同的顺序来实施。
[0050]
根据图9，该方法包括基于在另外的雷达芯片(例如，图5的主mmic 1)中生成的本地振荡器信号在第一雷达芯片(例如，图5的从mmic 2)中提供本地振荡器信号s
lo
(t)。该方法还包括：将本地振荡器信号输送至基于本地振荡器信号s
lo
(t)生成hf输出信号s
rf,1
(t)的第一雷达芯片(例如从mmic 2)的发送信道(例如tx1)，改变第一雷达芯片的温度(其中，如何引起该温度变化是不相关的)，以及基于被输送给发送信道(在本示例中是mmic 2的tx1)的本地振荡器信号s
lo
(t)和对应的hf输出信号s
rf,1
(t)对于第一雷达芯片的不同温度值和/或不同供电电压值测量相位值φ
rf,1
。基于所测量的相位值，求取用于相位校准的校准数据，以补偿由于第一雷达芯片的温度和/或供电电压的变化而引起的hf输出信号s
rf,1
(t)的相位的变化。
[0051]
校准数据的求取可以针对每个发送信道和雷达芯片(例如，图5的从mmic 3和4)重复。对于接收信道，同样可以利用类似的方案来求取校准数据。
[0052]
图9中所示的相位值的测量在实施例中可以包括借助耦合器(参见图6，耦合器108)对hf输出信号s
rf,1
(t)的功率的一部分进行分流，并且基于被输送到发送信道的本地振荡器信号和hf输出信号的功率的分流部分(参见图6，耦出的信号s
fb,1
(t))，来测量相位值φ
rf,1
。
[0053]
根据实施例，校准数据可以包括温度系数，该温度系数表示由于第一雷达芯片的温度变化而引起的hf输出信号s
rf,1
(t)的相位的由温度决定的变化。同样的情况按意义适用于第一雷达芯片的供电电压的变化。在雷达系统的测量运行期间，在借助温度系数和所测量的温度值检测雷达目标时可以考虑hf输出信号s
rf,1
(t)的相位的由温度决定的变化。如所提及的，可以为每个发送信道和雷达芯片求取单独的温度系数(并且还求取描述供电电压的变化的影响的系数)。
[0054]
如上所述，校准数据可以基本上利用片上资源来求取。在实施例中，校准数据的求取包括生成第一信息，该第一信息表示与第一雷达芯片的温度和/或供电电压的变化相关的所测量的相位值的变化。尤其，第一信息例如能够包含相应的雷达芯片中和针对雷达芯片的相应的发送信道(例如在从mmic 2中的tx1)所测量的相位值(在当前的示例中φ
rf,1
)的温度系数。为了生成校准数据，可以基于第二信息修改第一信息。该第二信息例如可以是在图8中示出的回归线的斜率。也就是说，在这种情况下，第二信息包括乘法因子。乘法因子也可以取决于温度和供电电压。在这种情况下，数学关系不是简单的(回归)直线，而是非线性的(参见图8)。
[0055]
第二信息也能够以查找表的形式存在。备选地，第二信息可以通过计算算法预先确定。第二信息(通过图8中所示的相关性来示出)对于雷达系统的所有雷达芯片可以是相同的并且是先验已知的。换句话说：第一信息涉及在芯片中测量的相位值随着芯片温度和/或供电电压的变化，并且第二信息表示参考图8描述的在所测量的相位值的由温度决定的变化与在所观察的发送信道的输出端上的相位的实际温度漂移之间的关系。
[0056]
可以对于本地振荡器信号的不同频率重复校准数据的测量和求取。为了求取校准数据的目的，本地振荡器信号是cw信号。在雷达系统的测量运行中，在fmcw系统中，本地振
荡器信号被频率调制，并且校准数据可以在检测雷达目标时，尤其是在测量雷达回波(chos)的入射方向时被考虑。
[0057]
如所提及的那样，在图9中所示出的方法也可以以略微修改的方式应用在雷达芯片的接收信道中。在这种情况下，将本地振荡器信号输送给第一雷达芯片的接收信道(例如图5中的从mmic 4的rx1)的接收混频器(参见图7，混频器106)，所述接收混频器将hf输入信号借助本地振荡器信号s
lo
(t)向下混频到基带并且生成相应的基带信号y1(t)，其中，作为hf输入信号，馈入hf测试信号(参见图6和图7的信号s
tsg
(t))，所述hf测试信号基于本地振荡器信号(s
lo
(t))。相位值的实际测量在这种情况下基于被输送到接收信道的本地振荡器信号和所馈入的hf测试信号。此外，用于在发送信道中求取校准数据的阐述也类似地适用于接收信道。
[0058]
下面还要简要地介绍相位值ψ
rf,1
，ψ
rf,2
等和φ
rf,1
，φ
rf,2
等的计算。在公开文件de102018112092a1中已经描述了类似的方案。借助移相器301(参见图6)可以任意地设定信号s
tsg
(t)的相位。移相器301例如可以借助iq调制器来实现。现在，不记录唯一的测量值(其在理想的电路组件的情况下对于相位计算会是足够的)，而是记录测量值mk[360n/n](k表示发送信道txk)的序列。在n＝8时，获得一系列八个测量值mk[0]，mk[1]，mk[2]，mk[3]，mk[4]，mk[5]，mk[6]，mk[7]，其中，在检测各个测量值mk[360n/n]之间，使相移φ
tsg
逐步地提高，而除此外的情况不改变。在八个测量值mk[360n/n]的序列的情况下，这意味着φ
tsg
＝nπ/4rad＝360
°
·
n/8(对于n＝0、
…
、7)。图10示例性地示出测量值mk[0]至m[7
·
360/8]，该测量值理论上处于正弦曲线上，所述正弦曲线的相位在存在噪声时也可以相对简单地借助于数字信号处理来确定。用于此的数值有效的方法例如是快速傅里叶变换(fft)。该序列被选择得越长(例如，128个测量值而不是8个测量值)，信噪比就变得越好。
[0059]
对于相位的计算，移相器301布置在电路中的哪个位置并不重要。然而对于fft的应用有利的是，相位φ
tsg
逐步递增一个或多个完整的“回转”。为了有效地执行fft，还有利的是，序列的测量值的数量是二次幂，即n＝2
p
(对于p＝1、2、...)。最后还要指出的是，具体的方法(根据该方法从测量电路的数字化的输出信号中计算相位)对于在此所描述的实施例不是重要的，并且该描述不限于计算相位的特定方法。