适应宽电压输入的系统、方法及驱动电路、芯片与流程

1.本发明主要涉及到电力能源的使用领域，更确切的说，涉及到适应宽电压输入的系统和方法及适应宽电压输入的驱动电路和芯片。


背景技术：

2.针对交流市电这类电力能源的应用场景，绝大多数场合都是先行将交流市电整流成脉动直流电以及再利用滤波电容来对脉动直流电实施稳压，滤波电容输出的纹波较少的直流电压被提供给各类负载。通常配合直流到直流的转换器，可进一步将滤波电容之直流电压执行升压转换或降压转换而形成不同准位的电压给负载。这涉及到无源或者有源功率因数校正和涉及到如何改善总谐波失真以及涉及到开关电源的脉冲宽度调制。惯用电解电容的滤波电容体积大价格贵，转换器亦存在元件多效率低和调制复杂之特点，亟待设计出可兼顾脉动电压和稳定电压的供电方案来替代传统电力应用技术的繁琐环节。


技术实现要素：

3.本技术涉及到一种适应宽电压输入的系统，包括：
4.串联连接的多个用电单元，由直流电压源为串联连接的多个所述用电单元供电；
5.所述用电单元包括电源输入端以及电势参考端，在串联连接的多个所述用电单元中将后一个所述用电单元的电源输入端耦合到相邻前一个所述用电单元的电势参考端；
6.所述用电单元具有设置在电源输入端与电势参考端之间的电压调节模块；
7.每个所述用电单元的电源输入端与电势参考端之间存在着电压压降；
8.在直流电压源的电压从低向高增大的阶段，每个所述用电单元的所述电压调节模块均控制自身的所述电压压降予以抬高；或者
9.在直流电压源的电压从高向低减小的阶段，每个所述用电单元的所述电压调节模块均退出对自身的所述电压压降的控制。
10.上述的适应宽电压输入的系统，交流电经过整流器整流后得到直流电压源。
11.上述的适应宽电压输入的系统，用电单元为可向负载提供恒定电流的驱动电路，以对负载实施恒流驱动；用电单元具有产生恒定电流的恒流单元；在每个用电单元中负载和恒流单元串联在电源输入端与电势参考端之间。
12.上述的适应宽电压输入的系统，电压调节模块包括：设置在电源输入端与电势参考端之间的分压器，对所述电压压降采样并获得分压值；在电源输入端与电势参考端之间串联的第一电阻、开关、稳压二极管；输出端耦合到所述开关的控制端的比较器，该比较器将所述分压值与一个阈值电压进行比较并且在所述分压值超过所述阈值电压时，接通所述开关使稳压二极管导通；在所述分压值低于所述阈值电压时，关断所述开关。
13.上述的适应宽电压输入的系统，所述电压调节模块包括：在电源输入端与电势参考端之间串联的第二电阻、齐纳二极管、结型场效应晶体管；齐纳二极管与第二电阻串接在结型场效应晶体管的第一端与电源输入端之间；结型场效应晶体管的控制端耦合到电势参
考端以及结型场效应晶体管的第二端通过钳位电阻耦合到电势参考端。
14.上述的适应宽电压输入的系统，任意一个所述用电单元的电压压降只有在不低于一个临界电压，使齐纳二极管反向击穿，该任意一个所述用电单元的电压调节模块才接通；
15.任意一个所述用电单元的电压压降低于临界电压时，齐纳二极管截止，该任意一个所述用电单元的所述电压调节模块被关断。
16.上述的适应宽电压输入的系统，所述电压调节模块包括：
17.设置在电源输入端与电势参考端之间的分压器，对所述电压压降采样并获得分压值；
18.在电源输入端与电势参考端之间串联的第三电阻、电流源；
19.决定该电流源是否被接通的比较器，该比较器将所述分压值与一个阈值电压进行比较并在分压值超过阈值电压时，接通电流源；在分压值低于阈值电压时，关断电流源。
20.上述的适应宽电压输入的系统，所述电压调节模块包括：在电源输入端与电势参考端之间串联的第四电阻、齐纳二极管、电流源；任意一个所述用电单元的电压压降只有在不低于临界电压、使齐纳二极管反向击穿而导通时，电流源才接通，否则电流源被关断。
21.本技术涉及到一种适应宽电压输入的方法，其特征在于：
22.将多个用电单元予以串联连接；
23.所述用电单元包括电源输入端以及电势参考端，在串联连接的多个所述用电单元中将后一个所述用电单元的电源输入端耦合到相邻前一个所述用电单元的电势参考端；
24.所述用电单元具有设置在电源输入端与电势参考端之间的电压调节模块；
25.每个所述用电单元的电源输入端与电势参考端之间存在着电压压降；
26.所述方法包括：将交流电整流的直流电压源施加给多个用电单元，以实现供电；
27.伴随着直流电压源的电压从低向高增大，迫使每个所述用电单元的所述电压调节模块均自适应的抬高所述电压压降，使直流电压源的电压均匀的分配给各个用电单元；或
28.伴随着直流电压源的电压从高向低减小，迫使每个所述用电单元的所述电压调节模块均自适应的拉低所述电压压降。
29.上述的方法，所述电压调节模块包括：
30.设置在电源输入端与电势参考端之间的分压器，对所述电压压降采样并获得分压值；
31.在电源输入端与电势参考端之间串联的第一电阻、开关、稳压二极管；
32.输出端耦合到所述开关的控制端的比较器，该比较器将所述分压值与一个阈值电压进行比较并且在所述分压值超过所述阈值电压时，接通所述开关并使稳压二极管导通；
33.在所述分压值低于所述阈值电压时，关断所述开关。
34.上述的方法，所述电压调节模块包括：
35.在电源输入端与电势参考端之间串联的第二电阻、齐纳二极管、结型场效应晶体管；
36.齐纳二极管与第二电阻串接在结型场效应晶体管的第一端与电源输入端之间；
37.结型场效应晶体管的控制端耦合到电势参考端以及结型场效应晶体管的第二端通过钳位电阻耦合到电势参考端。
38.上述的方法，所述电压调节模块包括：
39.设置在电源输入端与电势参考端之间的分压器，对所述电压压降采样并获得分压值；
40.在电源输入端与电势参考端之间串联的第三电阻、电流源；
41.决定该电流源是否被接通的比较器，该比较器将所述分压值与一个阈值电压进行比较并在分压值超过阈值电压时，接通电流源；在分压值低于阈值电压时，关闭电流源。
42.上述的方法，所述电压调节模块包括：
43.在电源输入端与电势参考端之间串联的第四电阻、齐纳二极管、电流源；
44.任意一个所述用电单元的电压压降只有在不低于一个临界电压、使得齐纳二极管被反向击穿而导通时，该电流源才接通，否则该电流源被关断。
45.上述的方法，所述用电单元具有可向负载提供恒定电流的恒流单元，恒流单元和负载串联连接在电源输入端与电势参考端之间。
46.本技术涉及到一种适应宽电压输入的驱动电路，包括：
47.电源输入端以及电势参考端；
48.提供恒定电流的恒流单元，恒流单元设置在电源输入端与电势参考端之间；
49.设置在电源输入端与电势参考端之间的电压调节模块；
50.在多个驱动电路串联连接的前提下，由直流电压源为多个所述驱动电路供电；
51.每个所述驱动电路的电源输入端与电势参考端之间存在着电压压降；
52.在直流电压源的电压从低向高增大的阶段，每个所述驱动电路的所述电压调节模块均控制自身的所述电压压降予以抬高；或者
53.在直流电压源的电压从高向低减小的阶段，每个所述驱动电路的所述电压调节模块均退出对自身的所述电压压降的控制。
54.上述的适应宽电压输入的驱动电路，所述电压调节模块包括：
55.设置在电源输入端与电势参考端之间的分压器，对所述电压压降采样并获得分压值；
56.在电源输入端与电势参考端之间串联的第一电阻、开关、稳压二极管；
57.输出端耦合到所述开关的控制端的比较器，该比较器将所述分压值与一个阈值电压进行比较并且在所述分压值超过所述阈值电压时，接通所述开关并使稳压二极管导通；
58.在所述分压值低于所述阈值电压时，关断所述开关。
59.上述的适应宽电压输入的驱动电路，所述电压调节模块包括：
60.在电源输入端与电势参考端之间串联的第二电阻、齐纳二极管、结型场效应晶体管；
61.齐纳二极管与第二电阻串接在结型场效应晶体管的第一端与电源输入端之间；
62.结型场效应晶体管的控制端耦合到电势参考端以及结型场效应晶体管的第二端通过钳位电阻耦合到电势参考端。
63.上述的适应宽电压输入的驱动电路，所述电压调节模块包括：
64.设置在电源输入端与电势参考端之间的分压器，对所述电压压降采样并获得分压值；
65.在电源输入端与电势参考端之间串联的第三电阻、电流源；
66.决定该电流源是否被接通的比较器，该比较器将所述分压值与一个阈值电压进行
比较并在分压值超过阈值电压时，接通电流源；在分压值低于阈值电压时，关断电流源。
67.上述的适应宽电压输入的驱动电路，所述电压调节模块包括：
68.在电源输入端与电势参考端之间串联的第四电阻、齐纳二极管、电流源；
69.任意一个所述驱动电路的电压压降只有在不低于一个临界电压、使得齐纳二极管被反向击穿而导通时，该电流源才被接通，否则该电流源被关断。
70.上述的适应宽电压输入的驱动电路，众多发光二极管串接构成发光二极管组串；
71.多个所述驱动电路还与一组或多组所述发光二极管组串予以串联连接，由直流电压源为多个所述驱动电路供电以及为一组或多组所述发光二极管组串供电。
72.上述的适应宽电压输入的驱动电路，众多发光二极管串接构成发光二极管组串；
73.多个所述驱动电路还与一组或多组所述发光二极管组串予以串联连接，由直流电压源为多个所述驱动电路供电以及为一组或多组所述发光二极管组串供电；
74.在串联连接的多个所述驱动电路中，将后一个所述驱动电路的电源输入端直接耦合到前一个所述驱动电路的电势参考端，或者将后一个所述驱动电路的电源输入端通过所述的发光二极管组串而间接耦合到前一个所述驱动电路的电势参考端。
75.上述的适应宽电压输入的驱动电路，众多发光二极管串接构成发光二极管组串；
76.多个所述驱动电路还与一组或多组所述发光二极管组串予以串联连接，由直流电压源为多个所述驱动电路供电以及为一组或多组所述发光二极管组串供电；
77.多个所述驱动电路之间穿插分布有所述发光二极管组串，或者多组所述发光二极管组串之间穿插分布有所述驱动电路。
78.上述的适应宽电压输入的驱动电路，众多发光二极管串接构成发光二极管组串；
79.多个所述驱动电路还与一组或多组所述发光二极管组串予以串联连接，由直流电压源为多个所述驱动电路供电以及为一组或多组所述发光二极管组串供电；
80.从每个所述驱动电路的电源输入端流入的、以及从每个所述驱动电路的电势参考端流出的总电流还流经每一组所述发光二极管组串。
81.上述的适应宽电压输入的驱动电路，在每个所述驱动电路中，负载和恒流单元串联在电源输入端与电势参考端之间。
82.上述的适应宽电压输入的驱动电路，在每个所述驱动电路中，负载和恒流单元串联连接在电源输入端与电势参考端之间；或者在每个所述驱动电路中，恒流单元直接连接在电源输入端与电势参考端之间。
83.本技术涉及到一种适应宽电压输入的芯片，其特征在于，包括如上下文所言的适应宽电压输入的驱动电路。
84.本技术涉及到一种适应宽电压输入的驱动电路，包括：
85.电源输入端以及电势参考端；
86.提供恒定电流的恒流单元，恒流单元设置在电源输入端与电势参考端之间；
87.设置在电源输入端与电势参考端之间的电压调节模块；
88.在多个驱动电路串联连接的前提下，由直流电压源为多个所述驱动电路供电；
89.每个所述驱动电路的电源输入端与电势参考端之间存在着电压压降；
90.在直流电压源的电压不低于一个预设电压值时，每个所述驱动电路的所述电压调节模块控制自身的所述电压压降予以抬高；或者
91.在直流电压源的电压低于所述的预设电压值时，每个所述驱动电路的所述电压调节模块不对自身的所述电压压降进行控制。
92.上述的适应宽电压输入的驱动电路，由交流电经过整流器整流后得到脉动电压形式的所述直流电压源，或者所述直流电压源为非脉动电压形式的稳定电压。
93.本技术涉及到一种适应宽电压输入的驱动电路，包括：
94.电源输入端以及电势参考端；
95.提供恒定电流的恒流单元，恒流单元和负载设置在电源输入端与电势参考端之间；
96.设置在电源输入端与电势参考端之间的电压调节模块；
97.每个所述驱动电路的电源输入端与电势参考端之间存在着电压压降；
98.所述电压调节模块包括：
99.设置在电源输入端与电势参考端之间的分压器，对所述电压压降采样并获得分压值；
100.在电源输入端与电势参考端之间串联的第一电阻、开关、稳压二极管；
101.输出端耦合到所述开关的控制端的比较器，该比较器将所述分压值与一个阈值电压进行比较并且在所述分压值超过所述阈值电压时，接通所述开关并使稳压二极管导通；
102.在所述分压值低于所述阈值电压时，关断所述开关。
103.本技术涉及到一种适应宽电压输入的驱动电路，包括：
104.电源输入端以及电势参考端；
105.提供恒定电流的恒流单元，恒流单元和负载设置在电源输入端与电势参考端之间；
106.设置在电源输入端与电势参考端之间的电压调节模块；
107.每个所述驱动电路的电源输入端与电势参考端之间存在着电压压降；
108.所述电压调节模块包括：
109.在电源输入端与电势参考端之间串联的第二电阻、齐纳二极管、结型场效应晶体管；
110.齐纳二极管与第二电阻串接在结型场效应晶体管的第一端与电源输入端之间；
111.结型场效应晶体管的控制端耦合到电势参考端以及结型场效应晶体管的第二端通过钳位电阻耦合到电势参考端。
112.本技术涉及到一种适应宽电压输入的驱动电路，包括：
113.电源输入端以及电势参考端；
114.提供恒定电流的恒流单元，恒流单元和负载设置在电源输入端与电势参考端之间；
115.设置在电源输入端与电势参考端之间的电压调节模块；
116.每个所述驱动电路的电源输入端与电势参考端之间存在着电压压降；
117.所述电压调节模块包括：
118.设置在电源输入端与电势参考端之间的分压器，对所述电压压降采样并获得分压值；
119.在电源输入端与电势参考端之间串联的第三电阻、电流源；
120.决定该电流源是否被接通的比较器，该比较器将所述分压值与一个阈值电压进行比较并且在所述分压值超过所述阈值电压时，接通该电流源；
121.在所述分压值低于所述阈值电压时，关断该电流源。
122.本技术涉及到一种适应宽电压输入的驱动电路，包括：
123.电源输入端以及电势参考端；
124.提供恒定电流的恒流单元，恒流单元和负载设置在电源输入端与电势参考端之间；
125.设置在电源输入端与电势参考端之间的电压调节模块；
126.每个所述驱动电路的电源输入端与电势参考端之间存在着电压压降；
127.所述电压调节模块包括：
128.在电源输入端与电势参考端之间串联的第四电阻、齐纳二极管、电流源；
129.任意一个所述驱动电路的电压压降只有在不低于一个临界电压、使得齐纳二极管反向击穿而导通时，该电流源才被接通，否则该电流源被关断。
附图说明
130.为使上述目的和特征及优点能够更加明显易懂，下面结合附图对具体实施方式做详细的阐释，阅读以下详细说明并参照以下附图之后，本发明的特征和优势将显而易见。
131.图1是电压转换器所提供的输出电压为并联形式的多个用电单元供电。
132.图2是电压转换器所提供的输出电压为串联形式的多个用电单元供电。
133.图3是直接用市电整流的脉动直流电为串联形式的多个用电单元供电。
134.图4是串联形式的多个用电单元出现了电压压降分配不均的异常情况。
135.图5是在每个用电单元中引入可调节电压压降的电压调节模块的范例。
136.图6是带有开关和电压比较器以及分压器的电压调节模块的可选范例。
137.图7是带有结型场效应晶体管和齐纳二极管的电压调节模块的实施例。
138.图8是使脉动直流电的电压被均匀的分配给各个用电单元的可选范例。
139.图9是在脉动直流电条件下流经串联的多个用电单元的粗略电流波形。
140.图10是带有电流源和电压比较器以及分压器的电压调节模块的可选范例。
141.图11是带有电流源和齐纳二极管但无分压器的电压调节模块的可选范例。
142.图12是打散的多个驱动电路与一组或多组发光二极管组串串联的实施例。
143.图13是未打散的某些驱动电路与多组发光二极管组串串联连接的实施例。
具体实施方式
144.下面将结合各个实施例，对本发明的方案进行清楚完整的阐述。本领域的技术人员在没有做出创造性劳动的前提下获得的方案均属于本发明的保护范围。
145.参见图1，电压转换器dc之核心功能是将一个位准的电压透过不同形式的拓扑架构转换为所需求的目标电压水准。电压转换器dc执行电压转换和提供稳定的输出电压从而为并联的诸多用电单元100供电。又称开关变换器的电压转换器dc可以是降压转换器或升压转换器或cuk或sepic或zeta或升降压转换器等拓扑架构，这里提及到的用于电压变换的电路拓扑架构在业界属于所谓的非隔离式电压转换器。
146.参见图1，用电单元100的电源输入端vcc和电势参考端gnd分别耦合到电压转换器提供的电源之正极vp和负极vn。不限制于非隔离式电压转换器，由隔离式的电压转换器替代所述非隔离式电压转换器同样可实现相同的电压转换目的，只不过隔离式电压转换器需要使用高频变压器来传递能量。甚至由交流开关电源来代替非隔离式的电压转换器或隔离式的电压转换器也能实现供电。非隔离式的电压转换器或隔离式的电压转换器属于直流开关电源并用于实现直流转直流，适用于交流市电转换场景的交流开关电源亦可实现交流转直流以及提供稳定的直流输出电压给诸多的用电单元100。
147.参见图1，电源输入端vcc通常定义为用电单元100中的各个功能模块的电源供应端则总输入电流是从电源输入端vcc流入的。与此相对的电势参考端gnd通常定义为用电单元100的电位参考地端则总输出电流是从电势参考端gnd流出的。并联连接的该用电单元100存在着负面影响：供电电源之正极vp和负极vn处的供电母线需要为所有用电单元100提供电流流动的通道或路径，若用电单元100之数量愈多，则供电母线上合流的电流值愈大以及铜箔类的金属供电母线必须制备的相当的粗。
148.参见图2，鉴于用电单元100并联会造成供电母线上的电流过大的弊端，尤其是单个用电单元100的耐压能力很低所以正极vp和负极vn之间的电压不能过大，起到电压调节功能的电压转换器dc此时显得十分有必要。倘若诸多用电单元100从并联的连接结构改造成如图所示的串联连接结构，在用电单元100总数目相同的前提下，串联连接结构会大大降低供电母线的电流压力。而用电单元100的串联连接结构的另一个重要优势是允许供电正极vp和负极vn之间的电压更接近交流电的有效值或峰谷值，这对于略去中间环节的电压转换器dc显得意义重大。因为摒弃电压转换器dc相当于主动放弃对电源的电压调节功能，此时即使每个用电单元100个体的电压压降较低，然而串联连接的各用电单元100它们的电压压降相互叠加的总电压接近交流电的水准，换而言之串联的各用电单元100本身天然就等效于是一个电压转换装置。
149.参见图2，诸多用电单元100在供电途径上被设置成一列或多列。每一列中作为列首的第一个用电单元100的电源输入端vcc耦合到电源正极vp，与此相对的作为列尾的最后一个用电单元100的电势参照端gnd耦合到电源负极vn。每一列中还设置后一个用电单元的电源输入端耦合到前一个用电单元的电势参照端。在本范例中如在第一列中设置第二个用电单元100的电源输入端vcc耦合到相邻的第一个用电单元100的电流流出端也即电势参照端gnd。第一列中设第三个用电单元100的电源输入端vcc连到相邻的第二个用电单元100的电流流出端也即电势参照端gnd。以及再例如可在第一列中设置第四个用电单元100的电源输入端vcc耦合到相邻的第三个用电单元100的电流流出端也即电势参照端gnd。第一列中最后一个用电单元100的电源输入端vcc耦合到倒数第二个用电单元100的电流流出端也即电势参照端gnd。再例如可在第一列中设置倒数第二个用电单元100的电源输入端vcc被耦合到倒数第三个用电单元100的电流流出端也即电势参照端gnd。藉此可知：多个用电单元在供电关系上每一列当中后面驱动芯片的电源输入端耦合到相邻前面用电单元的电势参照端，直至每一列当中所有的用电单元都串接或曰叠加在外部供电电源正极vp和负极vn之间。作为稳压选项可在每个用电单元的电源输入端vcc和电势参照端gnd间设置电容cz。认为每一列当中将前一个用电单元的总输出电流视为相邻后一个用电单元的总输入电流，或认为每一列中所有用电单元的总输入电流是相等的，这是由所有用电单元的串联结构所决
定的。
150.参见图2，电压转换器dc被视为供电装置或直流电源，用电单元100是用电者所以相对应的被视为功率单元或耗电单元。诸多用电单元100串联连接在所述电压转换器所提供的直流电源之正极vp和负极vn之间。电压转换器dc必不可少的功率开关需要实施脉宽调制所以必然存在着电磁和射频干扰，电压转换器dc通常还使用各类辅助电路来实现其电压转换目的，体积大成本高是电压转换器dc固有的局限性。
151.参见图3，整流器200以桥式整流器为例，可将交流电整流成直流电。业界所谓的整流又包括全波整流和半波整流。设桥式整流器整流得到脉动直流电vdc。若在供电和用单系统中摒弃电压转换器而将脉动直流电vdc直接施加给用电单元100，则前文关于电压转换器的种种弊端和劣势便迎刃而解。在图1和图2中正极vp和负极vn之间的供电电压稳定的前提下，用电单元100个体通常带有稳压模块，使电源输入端vcc和所谓的电势参照端gnd之间的电压压降近乎是固定值。图3中正极vp和负极vn之间的供电电压不具有稳定性，用电单元100的稳压模块变成了掣肘，使电源输入端vcc和所谓的电势参照端gnd之间的电压压降没有自适应的调节能力，需要舍去。
152.参见图3，脉动直流电vdc被视为直流供电电源，用电单元100依然是用电者所以相对应的被视为功率单元或耗电单元。诸多用电单元100串联在脉动直流电vdc这类直流电源的正极vp与负极vn之间。再者需注意的是，电压转换器dc所提供的直流电源的电压大小和方向几乎都不随时间的变换而随之改变，脉动直流电vdc所提供的直流电源的电压大小却随着时间的变化而随之改变、但是方向不变。总电流is或曰串级电流表征着流经所有的用电单元100的电流。每一列当中前一个用电单元100的总输出电流视为后一个用电单元100的总输入电流，所有用电单元100的总输入电流是相等的。
153.参见图4，交流电vac整流得到的脉动直流电vdc之显著特征是：电压总是随着时间的变化而随之改变。面对脉动直流电vdc的电压变化，各用电单元100两端所承受的电压压降往往呈现出非线性特征。正整数n大于1，设n个用电单元100被串联连接在脉动直流电vdc这类电源的正极vp和负极vn间。第一个用电单元100自身所承受的电压压降为div1、第二个用电单元100自身所承受的电压压降为div2、依此类推直至所谓的第n个用电单元100自身所承受的电压压降为divn。脉动直流电vdc的电压值在不是很大的时候譬如在谷值附近，电压压降div1、div2、
……
divn之间的电压差异非常小而不至于影响到用电单元100的正常运行。但是一旦当脉动直流电vdc的电压值略有增加的时候譬如脱离谷值附近，电压压降div1、div2、
……
divn之间的电压差异将增大而会负面影响到用电单元100的正常运行。
154.参见图4，各用电单元100的电压压降之和为脉动直流电vdc的电压。用函数式表达也即电压压降之和div1 div2
……
divn等于脉动直流电vdc的电压。图中特意绘制有脉动直流电vdc的阴影部分，阴影部分表示脉动直流电vdc的电压值已经增大到足以使系列电压压降div1、div2、
……
divn之间存在着较大的电压差异。例如导致电压压降div2远大于电压压降div1，电压压降divn远小于电压压降div1。实质上就是脉动直流电的电压没有被均匀的分配给各个用电单元100，针对用电单元的这种电压分配存在着很大的随机性和难以预料性。两端电压压降较大的用电单元100往往处于过压状态而出现功耗大热量高的异常情况。两端电压压降较小的用电单元100则有可能处于欠压状态而出现无法正常运行的情况。通常而言处于过压的用电单元100之使用寿命会提前结束而导致整列用电单元100进入无
法使用的境地。产生以上弊端的缘由是脉动直流电所增加的电压总是聚集在一个或少数几个用电单元处。
155.参见图5，用电单元100包括电源输入端vcc和电势参考端gnd，和包括设置在电源输入端vcc与电势参考端gnd之间的电压调节模块103。用电单元100包括设在电源输入端vcc与电势参考端gnd之间的负载load和恒流单元cs1。注意电流是从电源输入端vcc流入和从电势参考端gnd流出。用电单元100作为耗能单元譬如是可以对常规二极管或发光二极管或者电阻这类负载实施恒流驱动的驱动电路，再譬如是管理可充电电池这类负载的电池充电管理电路。在业界用电单元100除了包括上文提及的各个组成部分之外，作为可选项而非必须项：还允许用电单元100集成过温保护或启动保护或静电保护或瞬时电压保护或尖峰电流泄放电路等保护电路和带隙电路，及集成振荡器和上电复位电路和时钟电路或通信模块等。在负载的恒流驱动方面前述模块或电路皆属于用电单元的必要或可选部分，尤其是当用电单元为集成度高的驱动芯片时，考虑到该些内容为业界的技术人员所熟知所以不再赘述。恒流单元cs1产生的恒定电流在驱动负载方面通常采用脉冲宽度调制的方法，例如利用图中未示意出的脉宽调制模块来产生脉宽调制信号并用于控制恒流单元的通断。此时满幅值的恒定电流是以接通或关断的重复脉冲序列被加载到负载上：恒定电流在导通的时间如脉宽调制信号具有高电平逻辑则恒定电流被输出加载到负载上，恒定电流在断开的时候如脉宽调制信号具有低电平逻辑则恒定电流从负载上直接被切断。脉冲宽度调制属于现有技术的范畴。
156.参见图5，源自交流电的脉冲直流电vdc最显著的特征是：在每个周期内电压必然是从最低值也即谷值上升到最高值也即峰值、然后电压必然又从最高值也即峰值下降到最低值也即谷值，周而复始的循环。电压调节模块103的核心是：在脉动直流电的电压从低向高增大的阶段，串联的诸多用电单元100各自的电压压降需要被调节，如果在此阶段每个用电单元100的电压调节模块103均控制自身的电压压降予以抬高，则所有串联的诸多用电单元100的电压压降之和div1 div2
……
divn亦有所增大，电压压降的这种调节趋势符合脉冲直流电vdc在此阶段的增长规律。更重要的是，在串联结构中由于每个用电单元100都抬高了自身的电压压降，所以脉冲直流电vdc所增加的电压部分不可能聚集在一个或少数几个用电单元100处，而是脉冲直流电vdc的电压增加部分匀分给各用电单元100。在脉冲直流电vdc动态脉动变化的阶段，本实施例较好的解决了电压压降div1、div2、
……
divn之间的电压差异变大的疑虑。所以脉冲直流电之电压增大的趋势不会只让一个或者少数几个用电单元变成热源集中地，在串联结构中脉冲直流电带给系统的热量被分散到各个用电单元处。缘由就在于，各用电单元100控制自身的电压压降予以抬高等效于是主动的承揽一部分热量到自身。
157.参见图5，尽管电压调节模块103具电压调节功能，若电压调节模块103持续的去影响用电单元100的电压压降势必带来不可回避的劣势。假设在脉动直流电的电压下降阶段用电单元100的电压压降被电压调节模块103所牵制住而无法回调，则所有串联的诸多用电单元100的电压压降之和div1 div2
……
divn亦被钳制住。电压压降的该不可回调性不符合脉冲直流电vdc在此阶段的递减规律。例如在脉动直流电的谷值附近电压调节模块103的强制电压调节功能会干扰用电单元100的正常运作，此时脉动直流电降到很低的电压水准而电压调节模块103却欲保持原有的高电压准位，这种矛盾毋庸置疑的会导致供电和用电
之间的系统性紊乱。再者若站在功耗的角度审视，持续抬压的该电压调节模块103无疑会消耗极大的能量和产生极高的温度。
158.参见图5，脉动直流电vdc之电压从高向低减小的阶段，若用电单元100的所述电压调节模块103退出对自身的电压压降的控制，例如第一个用电单元100退出对自身的电压压降div1的控制、第二个用电单元100退出对自身电压压降div2的控制、依此类推直至第n个用电单元100退出对自身电压压降divn的控制。那么所有串联连接的诸多用电单元100的电压压降之和div1 div2
……
divn不再被钳制住，此时电压压降具备的可回调性符合脉冲直流电vdc在此阶段的递减规律。很容里理解，一旦脉动直流电降到了很低的电压水准而电压调节模块103却不准再去扰动电压压降，顺利的解决了供电和用电之间的供需矛盾以及改善了电压调节模块103的功耗问题。
159.参见图6，在可选的范例中，电压调节模块103包括连在电源输入端vcc与所述的电势参考端gnd之间的分压器105。如带有分压电阻r1和r2的分压器105在图中对电源输入端vcc与电势参考端gnd之间电压压降进行采样，在电阻r1和r2两者的互连节点处采样到电压压降的分压值。电压调节模块103含连在电源输入端vcc与所述的电势参考端gnd之间的第一电阻rl1和开关mq以及稳压二极管sr。开关通常采用双极晶体管或金属氧化物半导体场效应晶体管等。开关和第一电阻以及稳压二极管它们三者的位置可以互换，如开关和第一电阻互换位置，或第一电阻和稳压二极管互换位置或开关和稳压二极管互换位置，只要保留它们之间的串联关系即可。
160.参见图6，开关mq的控制端为双极晶体管的基极，或开关mq的控制端为半导体场效应晶体管的栅极。开关mq的第一端通过第一电阻rl1耦合到电源输入端而开关相对应的第二端则耦合到稳压二极管sr的阴极或负极。稳压二极管sr的阳极或正极则耦合到所述电势参考端。开关mq的第一端和第二端例如分别是双极晶体管的发射极和集电极或者分别是双极晶体管的集电极和发射极。开关mq的第一端和第二端还例如分别是场效应晶体管的漏极和源极或者分别是场效应晶体管的源极和漏极。
161.参见图6，在可选的范例中，电压调节模块103包括比较器a。比较器a的作用是比较分压器105取得的分压值和阈值电压vth，分压值和阈值电压vth被分别输入到该电压比较器a的正相输入端和反相输入端。在分压值超过阈值电压vth时比较结果是高电平而比较器a的输出端耦合到开关mq的控制端，所以开关mq接通，以至于前述的稳压二极管sr在此时导通和产生流经第一电阻rl1与开关mq的电流。在脉动直流电的每个周期之内因为电压必然是从最低值也即谷值上升到最高值也即峰值，由于随着脉动直流电的增大导致每个用电单元的分压器105所侦测到的分压值也增大，所以在此阶段所述的开关mq会被接通而导致第一电阻rl1两端的电压增大，这种调压行为相当于将电源输入端vcc与电势参考端gnd之间的电压压降予以抬高。若前述的比较结果是低电平而比较器a的输出端耦合到开关mq的控制端，所以开关mq关断，以至于前述的稳压二极管sr在此时截止和没有流经第一电阻rl1与开关mq的电流。在脉动直流电的每个周期之内因为电压必然是从最高值也即峰值下降到最低值也即谷值，由于随着脉动直流电的降低导致每个用电单元的分压器105所侦测到的分压值也减小，所以在此阶段所述的开关mq会被关断而导致电压调节模块103失去调压功能。相当于在脉动直流电的电压从高向低减小的阶段，电压调节模块103退出对自身电压压降的抬高控制。
162.参见图6，在可选的范例中，电压调节模块103包括比较器a。比较器a依然是比较该分压器105取得的分压值和阈值电压vth。分压值和阈值电压vth可分别输入到该电压比较器a的反相输入端和正相输入端。开关mq在本范例中修改为在低电平的控制之下被接通而在高电平的控制之下被关断。在分压值超过阈值电压vth时比较结果是低电平而比较器a的输出端耦合到开关mq的控制端，所以开关mq接通，该情况往往是随着脉动直流电的增大导致每个用电单元的分压器105的分压值也增大。当完全相反的结果产生时再来分析电压调节模块的反应。在分压值低于阈值电压vth时比较结果是高电平而比较器a的输出端耦合到开关mq的控制端，所以开关mq关断，该情况往往是随着脉动直流电的降低导致每个用电单元的分压器105的分压值也降低。至于开关是高电平接通还是低电平接通取决于选型，例如n型的晶体管或p型晶体管。
163.参见图6，在可选的范例中，在脉动直流电的每个周期的增大阶段，由于随着脉动直流电的增大导致每个用电单元的分压器105所侦测到的分压值也增大，所以在此阶段所述的开关mq接通而导致电压调节模块103开始控制自身的电压压降。这种调压控制相当于在脉动直流电之电压增大阶段激活启用电压调节模块103。可认为在脉动直流电的电压从低向高增大的阶段，例如脉动直流电的电压超过一个预设电压值时，串联结构中的用电单元的电压调节模块才被启用而进一步控制自身的电压压降予以抬高。脉动直流电的电压超过该预设电压值足以触发每个用电单元的开关mq被接通。注意用电单元的电压调节模块控制自身电压压降予以抬高的时间节点，可能发生在脉动直流电vdc的电压从低向高增大的这一阶段的任意时刻，该时间节点也即开关mq被接通的时间点。
164.参见图6，在可选的范例中，在脉动直流电的每个周期的降低阶段，由于随着脉动直流电的降低导致每个用电单元的分压器105所侦测到的分压值也降低，所以在此阶段所述的开关mq关断而使电压调节模块103开始退出对电压压降的控制。这种调压行为可能会将电源输入端vcc与电势参考端gnd之间的电压压降予以拉低，因为在某些场景下该开关mq关断而使第一电阻rl1断流、第一电阻rl1的压降陡降。脉动直流电的电压从高向低减小的阶段，例如脉动直流电的电压低于所述预设电压值时，串联结构中的用电单元的电压调节模块才被退出对自身电压压降的抬高控制。脉动直流电的电压低于该预设电压值足以触发每个用电单元的开关mq被关断。用电单元的电压调节模块退出对自身的电压压降的抬高控制的退出时间节点，可能发生在脉动直流电vdc的电压从高向低减小的这一阶段的任意时刻，该时间节点也即开关mq被关断的时间点。
165.参见图7，在可选的范例中，电压调节模块103包括连在电源输入端vcc与所述的电势参考端之间的第二电阻rl2和齐纳二极管zr及结型场效应晶体管jfet。结型场效应晶体管jfet的控制端耦合到电势参考端gnd以及结型场效应晶体管jfet的第二端通过钳位电阻r3也耦合到了该电势参考端gnd。该结型场效应晶体管jfet的第一端和第二端如分别是漏极和源极或分别是源极和漏极。该结型场效应晶体管jfet的控制端如是耗尽型结型场效应晶体管栅极控制端。齐纳二极管zr与第二电阻rl2串联连接在结型场效应晶体管jfet的第一端与电源输入端vcc之间。齐纳二极管zr的阴极或负极通过第二电阻rl2耦合到电源输入端，齐纳二极管zr的阳极或正极则耦合到所述的结型场效应晶体管jfet的第一端。实质上齐纳二极管zr与第二电阻rl2的位置可以互换例如齐纳二极管zr的阴极或负极耦合到电源输入端，而齐纳二极管zr的阳极或正极通过第二电阻rl2耦合到结型场效应晶体管jfet的
第一端。
166.参见图7，在可选的范例中，当用电单元100的电压压降不低于临界电压并足以使得齐纳二极管zr被反向击穿时，用电单元100的电压调节模块103才接通。而相反的情况是当用电单元100的电压压降低于临界电压，齐纳二极管zr截止未导通，毫无疑虑在此时该用电单元100的电压调节模块103是被关断的。又称崩溃电压的临界电压是决定齐纳二极管zr是否被接通的前提条件。电压压降超过齐纳二极管zr的临界电压意味着齐纳二极管zr接通，结型场效应晶体管jfet与第二电阻rl2存在电流。在脉动直流电的每个周期之内因为电压必然是从最低值也即谷值上升到最高值也即峰值。由于随着脉动直流电的电压增大导致每个用电单元100承受的电压压降也跟随着增大，所以在此阶段所述的齐纳二极管zr会被接通进而导致第二电阻rl2两端的电压增大。这种调压行为相当于将电源输入端vcc与电势参考端gnd之间的电压压降予以抬高。
167.参见图7，在可选的范例中，若电压压降未超过齐纳二极管zr的临界电压则意味着齐纳二极管zr截止，结型场效应晶体管jfet与第二电阻rl2没有电流。在脉动直流电的每个周期之内因为电压必然是从最高值也即峰值下降到最低值也即谷值，由于随着脉动直流电的电压降低导致每个用电单元100承受的电压压降也跟随着下降，所以在此阶段所述的齐纳二极管zr会被关断进而导致电压调节模块103失去调压功能。相当于在脉动直流电从高向低减小的阶段，电压调节模块103退出对电压压降的抬高控制。
168.参见图7，若用电单元100的电压压降足以使齐纳二极管zr击穿导通，由于结型场效应晶体管jfet的第二端通过钳位电阻r3耦合到电势参考端gnd，电流从该结型场效应晶体管jfet的第二端流向钳位电阻r3。钳位电阻r3两端的正向电压视为结型场效应晶体管jfet的源栅电压或漏栅电压。注意钳位电阻r3两端的正向电压和结型场效应晶体管的栅源电压或栅漏电压符号相反。流经钳位电阻r3电流变化至钳位电阻两端的电压恰好等于结型场效应晶体管的夹断电压时，结型场效应晶体管jfet会近乎进入夹断状态并提供少量的漏电流来维持钳位电阻r3两端的电压等于夹断电压。
169.参见图7，在可选的范例中，在脉动直流电的每个周期的增大阶段，由于随着脉动直流电的增大导致每个用电单元的齐纳二极管zr所承受的电压值也增大，所以在此阶段该齐纳二极管zr接通而导致电压调节模块103开始控制自身的电压压降。这种调压控制相当于在脉动直流电之电压增大阶段启用电压调节模块103。可以认为在脉动直流电的电压从低向高增大的阶段，例如当脉动直流电的电压超过一个预设电压值时，串联结构中的用电单元的电压调节模块才被启用而进一步控制自身的电压压降予以抬高。脉动直流电的电压超过该预设电压值足以触发每个用电单元的齐纳二极管zr接通。用电单元的电压调节模块控制自身电压压降予以抬高的时间节点，可能发生在脉动直流电vdc的电压从低向高增大的这一阶段的任意时刻，该时间节点即齐纳二极管zr被接通的时间点。
170.参见图7，在可选的范例中，在脉动直流电的每个周期的降低阶段，由于随着脉动直流电的降低导致每个用电单元的齐纳二极管zr所承受的电压值也降低，所以在此阶段该齐纳二极管zr截止而使电压调节模块103开始退出对电压压降的控制。这种调压行为可能会将电源输入端vcc与电势参考端gnd之间的电压压降予以拉低，因为某些场合该齐纳二极管zr截止使第二电阻rl2断流、第二电阻rl2的压降陡降。脉动直流电的电压从高向低减小的阶段，例如脉动直流电的电压低于所述预设电压值时，串联结构中的用电单元的电压调
节模块才被退出对自身电压压降的抬高控制。脉动直流电的电压低于该预设电压值足以触发每个用电单元的齐纳二极管zr被截止。用电单元的电压调节模块退出对自身电压压降的抬高控制的退出时间节点，可能发生在脉动直流电vdc的电压从高向低减小的这一阶段的任意时刻，该时间节点即齐纳二极管zr被关断的时间点。
171.参见图8，已知源自交流电的脉冲直流电vdc具脉动特性。在脉动直流电的电压从低向高增大的阶段，串联的诸多用电单元100各自的电压压降被主动调节，设计在此阶段每个用电单元100的电压调节模块103均控制自身的电压压降予以上调。在串联结构中每个用电单元100都抬高了自身的电压压降，所以脉冲直流电vdc所增加的电压部分无法再聚集在一个或少数几个用电单元100处，而是脉冲直流电vdc的电压被均匀的分配给各用电单元100。阴影部分表示尽管脉动直流电vdc的电压值在增大，但是各个用电单元的电压压降div1、div2、
……
divn之间的差异已经很小。脉动直流电的电压从高向低降低的阶段，串联的诸多用电单元100各自的电压压降依然被调节，设计在此阶段每个用电单元100的电压调节模块103退出对自身电压压降的上调控制。图中脉冲直流电的阴影部分体现了电压调节模块正在控制自身的电压压降予以上调抬高，图中脉冲直流电的非阴影部分体现电压调节模块退出了对自身电压压降的上调控制。脉动电压在高于预设电压值的阴影部分处使各个用电单元控制自身的电压压降上调抬高，脉动电压在低于预设电压值的非阴影部分处使用电单元退出对自身电压压降的上调控制，图中叠加在脉动电压波形上的用于划分阴影部分和非阴影部分的横线vh代表预设电压值的大小。
172.参见图9，描绘了脉冲直流电vdc在一个周期的波形示意图。电流is之波形示意图表示流经串联连接的诸多用电单元100的串级电流。每个用电单元100的总输入电流和总输出电流均等于电流is。脉动直流电vdc的电压从低向高增大的阶段，每个用电单元的电压调节模块103控制自身的电压压降予以抬高，电流is也随之抬升，原因就在于所述电压调节模块103被激活启用并产生了流经电压调节模块103的电流。串级电流之抬升行为可能发生在脉动直流电的电压从低向高增大的这一阶段的任意时刻。由脉动电压自身的脉动特性，作为对比，脉动直流电vdc的电压从高向低减小的阶段，每个用电单元的电压调节模块103退出对自身电压压降的抬高控制，电流is随之降低，原因就在于所述电压调节模块103被休眠禁用并减少了流经电压调节模块103的电流。串级电流之降低行为可能发生在脉动直流电的电压从高向低减小的这一阶段的任意时刻。在适应脉动直流电的系统中从供电和用电的角度来观察，系统输入电流波形基本跟随系统输入电压波形即输入电流电压近乎是同频同相，能够使从电源吸取到的有功功率最大化，具有较高的功率因数和具有较佳的总谐波失真指标。在某些范例中如果没有引入电压调节模块而让串级电流持续为恒定电流则功率因数将会有所欠缺。更重要的是，由于摒弃了交流电到直流电之间的电压转换器环节所以完美的解决了电磁干扰和电磁兼容的问题。
173.参见图10，在可选范例中，电压调节模块103包括连在电源输入端vcc与所述的电势参考端gnd之间的分压器105。如带有分压电阻r1和r2的分压器105在图中对电源输入端vcc与电势参考端gnd之间电压压降进行采样，在电阻r1和r2之间的互连节点处获得电压压降的分压值。电压调节模块103包括位于电源输入端vcc与所述的电势参考端gnd之间串联的第三电阻rl3和电流源cs2，它们两者的位置实质上可以相互调换并且只要保留它们两者之间的串联关系即可。
174.参见图10，在可选的范例中，电压调节模块103包括比较器a。比较器a的作用是比较分压器105取得的分压值和阈值电压vth。分压值和阈值电压vth被分别输入到该电压比较器a的正相输入端和反相输入端。若分压值超过阈值电压vth比较结果是高电平而比较器a的输出结果用于控制电流源cs2，电流源cs2接通，以至于此时会产生流经第三电阻rl3与电流源cs2的电流。在脉动直流电的每个周期内电压必然会从最低值也即谷值上升到最高值也即峰值，随着电压增大引起用电单元的分压器105所侦测到的分压值也增大，所以在此阶段电流源cs2会被接通而直接导致第三电阻rl3两端的电压值亦同步增大，电源输入端vcc与电势参考端gnd间的电压压降被抬高。若前述的比较结果是低电平并使得电流源cs2被关断，以至于所述的电流源cs2在此时截止和没有流经第三电阻rl3与该电流源cs2的电流。在脉动直流电的每个周期之内电压必然会从最高值也即峰值下降到最低值也即谷值，随着脉动电压降低引起分压器105所侦测到的分压值也减小，所以在此阶段电流源cs2会被截流而直接诱使第三电阻rl3两端的电压值亦同步减小，导致电压调节模块103失去调压功能。相当于脉动直流电的电压从高向低减小的阶段，电压调节模块103退出对自身电压压降的抬高控制。
175.参见图10，在可选的范例中，电压调节模块103包括比较器a。比较器a依然是比较该分压器105取得的分压值和阈值电压vth。分压值和阈值电压vth可分别输入到该电压比较器a的反相输入端和正相输入端。电流源cs2在本范例中改为在低电平的控制之下被接通而在高电平的控制之下被关断。若分压值超过阈值电压vth比较结果是低电平而比较器a的输出结果用于控制电流源cs2，电流源cs2接通，该情况往往是随着脉动直流电的增大导致每个用电单元的分压器105的分压值也增大。当完全相反的结果产生时再来分析电压调节模块的反应。在分压值低于阈值电压vth时则比较结果是高电平并且比较器a的输出结果依然控制电流源cs2，电流源cs2关断，该情况往往是随着脉动直流电的降低导致每个用电单元的分压器105的分压值也降低。电流源cs2允许和图中未示意出的开关串联以及比较器a控制此开关的接通或关断，这仍然是比较器决定电流源是否接通的范例，电流源cs2和与其串联的开关视为整体。或电流源cs2自身也允许带有图中未示意的开关及比较器a控制此开关的接通或关断，此开关若被接通意味着让电流源输出恒定电流而此开关被关断意味着电流源无电流输出，这仍然是比较器决定电流源是否接通的范例，电流源cs2连同其带有的开关视为整体。以带有运算放大器和功率管的电压电流转换器(v/i转换器)这类电流源为例：运算放大器的输出端耦合到功率管的控制端且由运算放大器来控制功率管输出的恒定电流的大小，功率管常见的是双极晶体管和场效应管。例如电压电流转换器带有的开关可以设置在运算放大器的输出端和功率管的控制端之间，或者电压电流转换器带有的开关可设置在功率管的电流流入端处或设置在功率管的电流流出端处，比较器a控制此开关的接通或关断，此开关若被接通意味着让电流源输出恒定电流而此开关被关断意味着电流源无电流输出。因此如何利用比较结果等类似的信号来关断或接通电流源cs2可借助于现有技术予以实现。
176.参见图10，在可选范例中，在脉动直流电的每个周期的增大阶段，由于随着脉动直流电的增大导致每个用电单元的分压器105所侦测到的分压值也增大，所以在此阶段所述电流源cs2接通而使得电压调节模块103开始控制自身的电压压降。这种调压控制相当于在脉动直流电之电压增大阶段启用电压调节模块103。可以认为在脉动直流电的电压从低向
高增大的阶段，例如当脉动直流电的电压超过一个预设电压值时，串联结构中的用电单元的电压调节模块才被启用而进一步控制自身的电压压降予以抬高。脉动直流电的电压超过该预设电压值足以触发每个用电单元的电流源cs2接通。注意用电单元的电压调节模块控制自身电压压降予以抬高的时间节点，可能发生在脉动直流电vdc的电压从低向高增大的这一阶段的任意时刻，该时间节点即电流源cs2被接通的时间点。
177.参见图10，在可选范例中，在脉动直流电的每个周期的降低阶段，由于随着脉动直流电的降低导致每个用电单元的分压器105所侦测到的分压值也降低，所以在此阶段所述电流源cs2关断而使电压调节模块103开始退出对电压压降的控制。这种调压行为可能会将电源输入端vcc与电势参考端gnd之间的电压压降予以拉低，因为某些场景下电流源cs2关断而使第三电阻rl3断流、第三电阻rl3的压降陡降。脉动直流电的电压从高向低减小的阶段，例如脉动直流电的电压低于所述预设电压值时，串联结构中的用电单元的电压调节模块才被退出对自身电压压降的抬高控制。脉动直流电的电压低于该预设电压值足以触发每个用电单元的电流源cs2被关断。用电单元的电压调节模块退出对自身的电压压降的抬高控制的退出时间节点，可能发生在脉动直流电vdc的电压从高向低减小的这一阶段的任意时刻，该时间节点也即电流源cs2被关断的时间点。
178.参见图11，在可选范例中，电压调节模块103包括连在电源输入端vcc与所述的电势参考端之间的第四电阻rl4和系列齐纳二极管zr以及电流源cs3。该三者的位置实质上可以相互调换且只要保持它们三者之间的串联关系即可。齐纳二极管zr的串接数量可以根据实际需求来设计。通常串接的齐纳二极管zr的数量越多则意味着反向击穿要求的临界电压相对应的越高，相反串接的齐纳二极管zr的数量越少则意味着反向击穿要求的临界电压相对应的越低。如齐纳二极管zr阴极或负极通过第四电阻rl4耦合到电源输入端而电流源cs3设在齐纳二极管zr阳极或正极与电势参考端间，注意这仅仅是该三者串联的一个可选范例。图7亦可使用数量更多的齐纳二极管zr。
179.参见图11，在可选范例中，当用电单元100的电压压降不低于临界电压并足以使得齐纳二极管zr被反向击穿时，用电单元100的电压调节模块103才接通。而相反的情况是当用电单元100的电压压降低于临界电压，齐纳二极管zr截止未导通，毫无疑虑在此时该用电单元100的电压调节模块103是被关断的。事先设计的合理临界电压是决定齐纳二极管zr是否被接通的前提条件。电压压降超过齐纳二极管zr的临界电压意味着齐纳二极管zr接通，齐纳二极管zr、电流源cs3、第四电阻rl4有电流。在脉动直流电的每个周期之内因为电压必然会从最低值也即谷值上升到最高值也即峰值。由于随着脉动直流电的电压增大导致每个用电单元100承受的电压压降也跟随着增大，所以在此阶段所述的齐纳二极管zr会被接通进而导致第四电阻rl4两端的电压增大。电压调节模块及电流源被接通的诱因是脉动直流电之电压上升至电压压降比临界电压高。这种调压行为相当于将电源输入端vcc与电势参考端gnd之间的电压压降予以抬高。
180.参见图11，在可选范例中，若电压压降未超过齐纳二极管zr的临界电压则意味着齐纳二极管zr截止，齐纳二极管zr、电流源cs3、第四电阻rl4无电流。在脉动直流电的每个周期之内因为电压必然会从最高值也即峰值下降到最低值也即谷值，由于随着脉动直流电的电压降低导致每个用电单元100承受的电压压降也跟随着下降，所以在此阶段所述的齐纳二极管zr会被关断进而导致电压调节模块103失去调压功能。电压调节模块及电流源被
关断的诱因是脉动直流电之电压跌落至电压压降比临界电压低。相当于在脉动直流电从高向低减小的阶段，电压调节模块103退出对电压压降的抬高控制。
181.参见图11，在可选范例中，在脉动直流电的每个周期的增大阶段，由于随着脉动直流电的增大导致每个用电单元的齐纳二极管zr所承受的电压值也增大，所以在此阶段该齐纳二极管zr会接通而使电压调节模块103开始控制自身的电压压降。这种调压控制相当于在脉动直流电之电压增大阶段启用电压调节模块103。可以认为在脉动直流电的电压从低向高增大的阶段，例如当脉动直流电的电压超过一个预设电压值时，串联结构中的用电单元的电压调节模块才被启用而进一步控制自身的电压压降予以抬高。脉动直流电的电压超过该预设电压值足以触发每个用电单元的齐纳二极管zr接通。用电单元的电压调节模块控制自身电压压降予以抬高的时间节点，可能发生在脉动直流电vdc的电压从低向高增大的这一阶段的任意时刻，该时间节点即齐纳二极管zr被接通的时间点。
182.参见图11，在可选范例中，在脉动直流电的每个周期的降低阶段，由于随着脉动直流电的降低导致每个用电单元的齐纳二极管zr所承受的电压值也降低，所以在此阶段该齐纳二极管zr截止而使电压调节模块103开始退出对电压压降的控制。这种调压行为可能会将电源输入端vcc与电势参考端gnd之间的电压压降予以拉低，因为某些场合该齐纳二极管zr截止使第四电阻rl4断流、第四电阻rl4的压降陡降。脉动直流电的电压从高向低减小的阶段，例如脉动直流电的电压低于所述预设电压值时，串联结构中的用电单元的电压调节模块才被退出对自身电压压降的抬高控制。脉动直流电的电压低于该预设电压值足以触发每个用电单元的齐纳二极管zr被截止。用电单元的电压调节模块退出对自身电压压降的抬高控制的退出时间节点，可能发生在脉动直流电vdc的电压从高向低减小的这一阶段的任意时刻，该时间节点即齐纳二极管zr被关断的时间点。
183.参见图11，恒流单元和电流源又称为恒流源模块(current source)并将所产生的稳定的基准电流或恒定电流视为驱动电流。负载和恒流源模块串联连接就能将负载的电流稳住从而实现恒流控制之目的。或由电流镜结构来匹配恒流源模块使得流过电流镜的电流要么等于基准电流要么和基准电流成比例关系，电流镜(current mirror)是恒流源模块的特定形式且它的镜像电流与输入的基准电流相等或成比例，特点是流经电流镜的镜像电流是对输入给它的基准电流按一定的比例进行复制或说拷贝。则使镜像电流流过所述的负载也可以对负载实施恒流驱动。本技术中但凡能产生稳定基准电流或说恒定电流的电路均可归属到恒流单元cs1或电流源cs2-cs3的定义之列，类似于电压电流转换器等恒流源模块都是恒流单元或电流源的可选范例。可知图中所示的产生恒定输出电流的恒流单元或电流源之电路拓扑结构实质上并不唯一而是多样化的。
184.参见图12，前文描述的用电单元100以驱动电路为例，可向负载load提供恒定电流从而对负载实施恒流驱动。驱动电路通常又以集成电路或芯片的形式出现。前文记载所述负载load和恒流单元cs1连在电源输入端vcc与电势参考端gnd间。实质上若摒弃负载也可以将恒流单元cs1连在电源输入端vcc与电势参考端gnd间。本范例中既允许同时并存的负载和恒流单元串联在电源输入端与电势参考端之间，又允许单独存在的恒流单元直接连接在电源输入端与电势参考端之间。
185.参见图12，将诸多发光二极管串接起来构成发光二极管组串。在图中展示了第一组发光二极管组串led-string1以及第二组发光二极管组串led-string2以及第三组发光
二极管组串led-string3。注意发光二极管组串的数量不受限制，每组发光二极管组串内部所串联的发光二极管的数量也不受限制。图中展示的三组发光二极管组串仅仅是作为示范而不构成任何特定限制。发光二极管例如是白光二极管等固态光源。
186.参见图12，多个用电单元100如图中两个驱动电路与三组所述的发光二极管组串予以串联连接。发光二极管组串led-string1的阳极耦合到电源的正极vp处而发光二极管组串led-string1的阴极耦合到第一个用电单元100的电源输入端vcc。发光二极管组串led-string2的阳极耦合到第一个用电单元100的电势参考端gnd而发光二极管组串led-string2的阴极耦合到第二个用电单元100的电源输入端vcc。发光二极管组串led-string3的阳极耦合到第二个用电单元100的电势参考端gnd而发光二极管组串led-string3的阴极耦合到电源的负极vn处。这是多个驱动电路与一组或多组所述的发光二极管组串予以串联连接的可选实施例。
187.参见图12，发光二极管组串led-string1可以和第一个用电单元100相互对调位置及发光二极管组串led-string3可以和第二个用电单元100对调位置。例如可修改为第一个用电单元100的电源输入端vcc连正极vp，第二个用电单元100的所述的电势参考端gnd连负极vn，发光二极管组串led-string1至led-string3它们三者串联连接在第一个用电单元100的电势参考端gnd和第二个用电单元100的所述的电源输入端vcc之间。这仍然是多个驱动电路与多组发光二极管组串串联的范例。
188.参见图12，发光二极管组串led-string1可以和第一个用电单元100相互对调位置或者发光二极管组串led-string3可以和第二个用电单元100对调。例如将第一个用电单元100的电源输入端vcc连正极vp。发光二极管组串led-string1的阳极耦合到第一个用电单元100的电势参考端gnd而发光二极管组串led-string1的阴极耦合到发光二极管组串led-string2的阳极，发光二极管组串led-string2的阴极耦合到第二个用电单元100的电源输入端vcc。发光二极管组串led-string3的阳极耦合到第二个用电单元100的电势参考端gnd而发光二极管组串led-string3的阴极耦合到电源的负极vn处。这仍然是多个驱动电路与多组发光二极管组串串联的范例。
189.参见图12，发光二极管组串led-string1可以和第一个用电单元100相互对调位置或者发光二极管组串led-string3可以和第二个用电单元100对调。例如发光二极管组串即led-string1的阳极连正极vp而发光二极管组串led-string1的阴极连到第一个用电单元100的电源输入端vcc。且发光二极管组串led-string2的阳极耦合第一个用电单元100的电势参考端gnd以及发光二极管组串led-string2的阴极耦合到发光二极管组串led-string3的阳极，发光二极管组串led-string3的阴极耦合第二个用电单元100的电源输入端vcc。第二个用电单元100的所述的电势参考端耦合到电源的负极vn处。这仍然是多个驱动电路与多组发光二极管组串串联的范例。
190.参见图12，在可选范例中，可将发光二极管组串led-string1摒弃，修改为让图中的第一个用电单元100的电源输入端vcc直接耦合到正极vp。这仍然是多个驱动电路与多组发光二极管组串串联的范例。
191.参见图12，在可选范例中，可将发光二极管组串led-string2摒弃，修改为让图中的第二个用电单元100的电源输入端vcc直接耦合到第一个用电单元100的所述的电势参考端gnd。这仍然是多个驱动电路与多组发光二极管组串串联的范例。
192.参见图12，在可选范例中，可将发光二极管组串led-string3摒弃，修改为让图中的第二个用电单元100的电势参考端gnd直接耦合到负极vn。这仍然是多个驱动电路与多组发光二极管组串串联的范例。
193.参见图12，在可选范例中，可将发光二极管组串led-string1摒弃，与此同时也还将发光二极管组串led-string3摒弃。图中的第一个用电单元100的电源输入端直接耦合到正极vp、第二个用电单元100的电势参考端直接耦合到负极vn。这仍然是多个驱动电路与一组或多组发光二极管组串串联的范例。
194.参见图13，在可选范例中，可将连接在发光二极管组串led-string1与发光二极管组串led-string2之间数量唯一的第一个用电单元100改为多个：多个串联连接的用电单元100串在发光二极管组串led-string1与led-string2之间。这仍然是多个驱动电路与多组发光二极管组串串联连接的范例。
195.参见图13，在可选范例中，可将连接在发光二极管组串led-string2与发光二极管组串led-string3之间数量唯一的第二个用电单元100改为多个：多个串联连接的用电单元100串在发光二极管组串led-string2与led-string3之间。这仍然是多个驱动电路与多组发光二极管组串串联连接的范例。
196.参见图13，综上所述：串联的多个用电单元100与一组或多组所述的发光二极管组串予以串联连接。多个用电单元100既可以聚集在一起没有被发光二极管组串打散即没有在多个用电单元100之间插入发光二极管组串，多个用电单元100又可以分散在诸多的发光二极管组串当中即在多个用电单元100之间插入发光二极管组串。如在串联连接的多个用电单元100中，可将后一个用电单元100的电源输入端vcc直接耦合到前一个所述的用电单元100的电势参考端gnd，发光二极管组串led-string2被摒弃掉的时候满足这种情形。后一个用电单元100的电源输入端vcc通过发光二极管组串间接耦合前一个用电单元100的电势参考端gnd，发光二极管组串led-string2被保留的时候满足了这种情形。既可以在多个用电单元之间穿插分布有发光二极管组串，又可以在多组发光二极管组串之间穿插分布有用电单元。总电流is表征着流经所有用电单元的电流和表征着流经所有的发光二极管组串的电流。
197.参见图13，假设用电单元100驱动带有发光二极管像素点的这类负载，如果有大量用电单元100集聚在一起而未被发光二极管组串打散，则负载load和恒流单元较佳的串联连接在电源输入端vcc与电势参考端gnd之间。以避免在用电单元100处形成大量无光源的黑点，因为负载load可使用光源负载。需注意的是当恒流装置与发光二极管组串予以串联连接然后再利用电源电压来驱动发光二极管组串和恒流装置，发光二极管组串的物理特性却决定了一个无法回避的负面弊病：电源电压之微小波动起伏阶段所增长的电压绝大部分由恒流装置承担，与此同时，电源电压即使有微小波动起伏，发光二极管组串所承担的电压部分之增长程度相对而言几乎可以忽略，易损坏恒流装置。在本技术中用电单元100与一组或多组发光二极管组串串联，脉动直流电的电压在脉动起伏阶段所增长的电压绝大部分被施加在用电单元100处，用电单元100主动的调高自身的电压压降而让脉动直流电的电压增长部分被各用电单元100所分担。这种调压方案不仅保护了用电单元100不易损坏，解决了脉动直流电所增加的电压总是聚集在一个或少数几个用电单元处的弊端，作为主要热源的用电单元100也被分散开。原本能轻易加速固态光源类负载老化进程和易损害用电单元本
身的高温集聚效应被解除。在脉动电压供电条件下各用电单元抬高自身的电压压降的同时会兼顾性的上调串级电流，而各用电单元退出对自身电压压降的抬高控制的同时亦会下调串级电流，串级电流之大小变化近乎是跟随脉动电压之大小变化并使从电源吸取的有功功率最大化。这符合业界提出的提高功率因数和降低对电网的谐波污染之目的，系统接入电网会净化电网，即使没有引入传统有源功率因数校正电路或无源功率因数校正电路，也具备较佳的功率因数值和总谐波失真指标。
198.参见图13，本实施例和前文记载的各实施例大多是由直流电压源为串联连接的多个用电单元供电，直流电压源以脉动直流电vdc作为主要的范例进行阐释。实质上非脉动电压形式的稳定电压亦可视为直流电压源，来为串联的多个用电单元供电。典型的例如由前文记载的电压转换器dc所提供稳定电压来为串联的多个用电单元供电。注意这里的稳定电压是相对脉动电压而言的，也允许稳定电压之电压值大小可调。譬如电压转换器输出电压大小等级不同的稳定电压给串联的用电单元供电。但是不像脉动电压，稳定电压的电压大小和方向几乎都不随时间的变换而随之瞬态改变。用电单元在脉动电压供电模式下的技术特征同样也适用于稳定电压的供电模式。例如在多个驱动电路串联连接的前提下可由稳定电压或脉动电压为多个驱动电路供电：在稳定电压或脉动电压的电压不低于一个预设电压值时会激活启用所述的电压调节模块，以至于每个驱动电路的电压调节模块控制自身的电压压降予以抬高。或者是在稳定电压或脉动电压的电压低于所述的预设电压值时会休眠禁用所述的电压调节模块，此时每个所述驱动电路的所述电压调节模块不再对自身的所述电压压降进行控制。脉动电压或稳定电压等电压源均可为用电单元供电。叠加在脉动电压波形上的横线vh代表预设电压值的大小，参见图8，脉动电压位于横线以上的波形段用阴影部分来表示而脉动电压位于横线以下的波形段用非阴影部分来表示，脉动电压在高于预设电压值的阴影部分处使各个驱动电路控制自身的电压压降予以抬高，脉动电压在低于预设电压值的非阴影部分处使驱动电路退出对自身电压压降的抬高控制。
199.以上通过说明和附图的内容，给出了具体实施方式的特定结构的典型实施例，上述发明提出了现有的较佳实施例，但这些内容并不作为局限。对于本领域的技术人员而言阅读上述说明后，各种变化和修正无疑将显而易见。因此所附的权利要求书应看作是涵盖本发明的真实意图和范围的全部变化和修正。在权利要求书范围内任何和所有等价的范围与内容都应认为仍属本发明的意图和范围内。