Q因数检测方法与流程

q因数检测方法
技术领域
1.本发明的实施例涉及一种无线功率系统，并且具体地，涉及一种品质因数(q因数)确定方法。


背景技术：

2.典型地，无线功率系统包括发射器线圈，其被驱动以产生时变磁场、以及接收器线圈，其相对于发射器线圈被定位以接收在时变磁场中所发射的功率。系统效率的一种度量是测量包括发射器线圈的谐振电路的品质因数(q因数)。通常，在谐振电路中，q因数可以被定义为无量纲的优质因数，该无量纲的优质因数与电路中所储存的能量与每个循环从电路中耗散的能量量的比率有关。发射器中的谐振电路通常包括与电容串联耦合的发射线圈、跨驱动电压耦合的串联电路。
3.确定无线功率系统中的谐振电路的q因数有多种原因。谐振电路在所产生的电磁场的场范围内受到接收器系统和异物的影响。因此，监测发射器谐振电路的q因数可以被用作存在异物的指示。进一步地，监测q因数可以有助于操作，因为它是谐振频率的函数，所以q因数可以有助于确定谐振频率。进一步地，q因数可以被用于使通信方法便利。
4.在一个重要的方面，q因数可以被用于确定异物(fo)的存在。随着传输的无线功率的功率变得更高，安全成为越来越重要的因素。 fo物体在存在时变磁场的情况下可以被加热到危险水平。测量q因数允许在进入功率传输阶段之前确定fo的存在。
5.目前测量无线功率发射器中的q因数的方法可能很复杂。因此，存在更好地确定无线系统中的q因数的需求。


技术实现要素：

6.根据本发明的一些实施例，提出了一种具有q因数测量的无线发射器。根据一些实施例的无线功率发射器包括：耦合在第一节点与第二节点之间的发射线圈；耦合在输入电压与地之间的半桥电路，该半桥电路耦合到第一节点；具有耦合到发射线圈的多个电容器的电容器电路；耦合到电容电路且耦合到发射线圈的测量电路；以及耦合到测量电路和半桥电路的发射驱动器，其中，在测量测试期间，发射驱动器将半桥电路配置为利用发射线圈和电容器电路来形成lc振荡电路、监测lc振荡电路中的正弦电压、并且根据正弦曲线确定结果。结果可以是计算q因数和/或确定异物的存在。
7.在一些实施例中，一种在无线功率发射器中执行测量测试的方法包括：调整对桥接电路的输入电压；设置无线功率发射器中的晶体管，以形成包括发射线圈和电容器电路的lc振荡电路；测量来自lc振荡电路的正弦电压v
det
；以及根据v
det
正弦电压确定结果。
8.下面结合以下附图进一步讨论这些和其他实施例。
附图说明
9.图1a图示了无线功率传输系统。
10.图1b图示了对q因数的确定。
11.图2图示了发射器电路，该发射器电路被配置用于利用传统的q 因数测量方法来测量q因数。
12.图3a和图3b图示了通过频率扫描进行的q因数确定。
13.图4a和图4b图示了通过振铃衰减进行的q因数确定。
14.图5a、图5b和图5c图示了根据一些实施例的对发射器中的q 因数进行的测量。
15.图6图示了图5a、图5b和图5c所示的测量的实施例。
16.图7a和图7b图示了图5a、图5b和图5c所示的测量的另一实施例。
具体实施方式
17.在下面的描述中，阐述了描述本发明的一些实施例的具体细节。然而，对于本领域技术人员而言，明显的是，可以在没有这些具体细节中的一些或全部的情况下来实践本发明。本文所公开的具体实施例旨在说明性的，而非限制性的。本领域技术人员可以认识到，尽管在这里没有特别描述，但是其他元素也在本公开的范围和精神之内。
18.说明发明方面和实施例的该描述和附图不应被视为限制性的——权利要求限定了受保护的发明。在不脱离该描述和权利要求的精神和范围的情况下，可以进行各种改变。在某些情况下，为了不模糊本发明，并未示出或描述公知的结构和技术。
19.只要切实可行，参考一个实施例进行详细描述的元素及其相关联的方面都可以被包括在没有具体示出或描述它们的其他实施例中。例如，如果参考一个实施例对元素进行了详细描述，而没有参考第二实施例对其进行描述，则该元素仍然可以被认为被包括在第二实施例中。
20.图1a图示了用于无线功率传送的系统100。如图1所示，无线功率发射器102驱动线圈106产生磁场。电源104对无线功率发射器 102供电。例如，电源104可以是基于蓄电池的电源或可以由交流电 (例如，50hz、240v的标准电源)进行供电。通常根据无线功率标准之一，无线功率发射器102通常在一定频率范围内驱动线圈106。然而，这可以适用于任何频率，只要借助于磁线圈来传输功率和/或信息是切实可行的，则不考虑可能存在的任何标准。
21.针对无线功率传输有多种标准，包括无线电源联盟(a4wp)标准和无线充电联盟标准(qi标准)。在a4wp标准下，例如，高达 50瓦的功率可以按照约6.78mhz的功率传输频率感应地传输到线圈 106附近的多个充电设备。在无线充电联盟(wpc)的qi规范下，利用谐振感应耦合系统在设备的谐振频率下为单个设备充电。在qi 标准中，线圈108被放置在线圈106附近，而在a4wp标准中，线圈 108与属于其他充电设备的其他线圈一起被放置在线圈106附近。图1a描绘了在这些标准中的任何标准下运行的通用无线功率系统100。在欧洲，开关频率已被限制在148khz。
22.如图1a进一步所示，线圈106所产生的磁场在线圈108中感应电流，这会导致功率在接收器110中被接收。接收器110接收来自线圈108的功率并且将功率提供给负载112，该负载可以是移动设备的电池充电器或其他组件。接收器110通常包括整流，以将接收到的 ac功率转换为用于负载112的dc功率。
23.图1b进一步详细地描绘了无线功率发射器102。在许多情况下，发射线圈106跨由
晶体管116、118、120和122形成的全桥驱动器与电容器114串联耦合。如图1b所示，晶体管116和118串联耦合在输入电压v
in
与地之间。晶体管120和122也串联耦合在输入电压v
in
与地之间。晶体管线圈106耦合在晶体管116和118之间的节点130 与晶体管120和122之间的节点132之间。可以通过交替地导通晶体管116和122而截止晶体管120和118以及导通晶体管120和118而截止晶体管116和122来驱动经过发射线圈的电流。在一些实施例中，可以通过使晶体管120截止，晶体管122导通，以及交替地导通晶体管116和118以半桥方式来驱动发射线圈。
24.虽然图1b图示了具有包括串联耦合的发射线圈106和电容器114 的简单谐振电路的无线功率发射器102，但是可以使用其他更复杂的发射线圈技术。在一些情况下，可以使用多线圈发射线圈，诸如例如 a13线圈拓扑。然而，出于简化的目的，图1b所示的谐振电路是有益的。
25.晶体管116、118、120和122由发射器驱动器126驱动。发射器驱动器126可以是单个集成电路，该集成电路分别针对驱动器晶体管 116、118、120和122生成栅极电压ga、gb、gc和gd。如图1b 所示，测量电路124可以耦合以接收来自发射线圈106与电容114之间的节点128的信号以及来自节点130和132的信号。在一些实施例中，测量电路124可以将信号提供给本身可以确定q因数的发射驱动器126。驱动器126可以以特定频率(例如，通过修改驱动频率以最大化q因数而被确定的谐振频率)驱动发射线圈106。进一步地，在测试期间测量电路124可以将信号提供给发射器驱动器126，以控制晶体管116、118、120和122的状态。
26.q因数可以被确定为发射线圈106的电压与输入电压v
in
的比率。在一些实施例中，q因数可以通过大约测量跨发射线圈106(即在节点130与节点128之间)的ac信号的幅度来确定，这可以被用来检测异物的存在。在一些示例中，发射驱动器126可以监测q因数，以检测异物的存在。
27.发射器驱动器126可以包括微控制器、微处理器、现场可编程门阵列(fpga)、专用集成电路(asic)等。发射器驱动器126进一步包括足够的易失性和非易失性两者的存储器，以保存数据和固件指令来执行本公开中描述的任务。发射器驱动器126进一步包括接口和其他电路系统，以允许数据、功率和其他信号的传输。
28.q因数对于无线功率系统中的异物(fo)检测(fod)可能很重要。在许多应用(例如汽车应用)中，fod检测成为无线功率传输的一个重要方面。异物(诸如图1a所示的异物140)的存在会导致多个问题，包括表示无线功率传送效率不足的q因数的降低。进一步地，异物140在无线功率传输期间可能被加热，从而导致火灾或其他损坏的风险。
29.测量q因数可以使用几种技术，包括频率扫描方法和振铃衰减方法。振铃衰减方法是之前提交的美国申请(申请序列号为15/998,784) 的主题，该申请通过整体引用并入本文。然而，这些方法中的每一种都有缺点，如下面进一步所讨论的。本发明的实施例克服了这些缺点中的许多缺点。
30.图2图示了图1b所示的发射器102的另一描绘。特别地，图2 图示了一种配置，该配置包括根据发射驱动器126驱动串联耦合的发射线圈106和电容114的晶体管116和118。在某些情况下，如果无线功率发射器102使用半桥驱动布置，则可以利用从电容器114到地的连接来代替晶体管122，并且晶体管120可以不存在。在一些情况下，配置通过导通晶体管122和截止晶体管120来形成。进一步地，图2图示了电阻202，该电阻可以是发射线圈106的
电阻。根据频率扫描方法或振铃衰减方法的测量是通过测量发射器线圈106与电容器 114之间的节点128处的电压v0来测量q因数。
31.图3a和图3b图示了在图2所示的布置中的q因数的测量。测量期间，晶体管116和118生成频率跨一定频率范围内变化的脉冲。例如，频率可以在约100khz的范围内变化。如图1b所示，测量电路124测量跨电感器106的电压，该电压是节点128处的电压v0。
32.图3a图示了测量电路124，该测量电路适用于在上面讨论的频率范围内的频率扫描期间测量节点128处的电压v0。如图3a所示，节点128处的电压v0被输入到后面跟有二极管306的差分放大器304。然后用电阻器308和电容器310对信号进行滤波，以提供输出电压 v
coil
。在一些实施例中，可以经由在该处理中按每个步进频率进行测量的频率范围通过晶体管116和118的步进操作来执行频率扫描。频率扫描可以由发射器驱动器126控制。测量电路124所产生的数据可以被输入到发射驱动器126，该发射驱动器处理数据以确定品质因数 q。
33.图3b图示了来自测量电路124的作为频率的函数的输出电压 v
coil
。如图所示，最大的q因数被图示为在频率ω0处出现的峰值v
peak
。带宽bw可以由曲线在3db衰减点处的宽度来定义。3db衰减点0.707 *v
peak
出现在频率ω
－1
和ω1处。因此，如图3b所示，bw＝ω1－ω
－1
＝2*(ω1－ω0)。在一个计算中，然后可以通过q＝ω0/bw给出品质因数q。备选地，品质因数q也可以根据低频率(即dc)电压v0来计算，q＝v
peak
/v0。
34.用于确定q的该技术具有几个优点。首先，测量电路124易于设计。由电阻器208、电阻r和电容器210、电容c形成的滤波器相对易于设计。然而，在实际应用中，定位峰值电压v
peak
是非常困难的。 v
peak
和ω0的细微差异会导致大的增益差异，并且从而导致q因数q 的计算差异很大。进一步地，使用该数据来计算q因数q通常需要很长时间。
35.进一步地，根据频率扫描技术的测量取决于测量期间输入电压 v
in
的稳定性。输入电压v
in
的不稳定性可能导致所得的q因数的计算出现较大误差。
36.进一步地，当频率处于ω0或接近ω0时，经过晶体管116和118 的电流可能很高，这可能导致测量电路124的输入波纹很大，从而导致测量误差很大。进一步地，大电流需要良好的桥接电源。通常，减小输入电压v
in
，以减小电流。然而，小的输入电压v
in
也会使结果出现较大的误差。另外，在该技术期间所使用的脉冲可以包含许多谐波，这也会影响结果的准确度。
37.此外，为了缓解这些问题中的至少一些问题，则用于处理可能会出现在发射器驱动器126中的数据的固件设计将变得非常复杂。进一步地，由于在bw＞20mhz情况下操作可能发生，用于处理的电路系统的成本变得更高。即使在同一板上执行，所有的这些问题都会导致测量的不稳定性。电路系统跨多个板的分布会增加不稳定性。
38.提供了振铃衰减方法，该方法包括对图2所示的lc储能电路(谐振电路)中的电容器114进行充电到充电电压、以及以自由振荡的方式启动谐振电路，该lc储能电路包括串联耦合的发射线圈106和电容器114。可以以自由振荡的方式测量跨电容器128的电压，并且可以根据该数据确定谐振频率和q因数。不需要进行频率扫描或获得大型数据库。与频率扫描方法相比较，可以更快获得数据，并且与频率扫描技术所提供的分析相比较，可以更准确且更快地完成分析。
39.图4a和图4b图示了通过振铃衰减确定q因数。图4a图示了适用于测量振铃衰减的
测量电路124。例如，来自测量电路124的输出可以被输入到发射驱动器126，该发射驱动器对数据进行处理以确定 q因数。如上所述，当发射器驱动器126导通晶体管116且截止晶体管118时，处理开始，为电容器114充电。在时间t＝0时，晶体管 116被截止，晶体管118被导通，并且lc储能电路被允许振荡。来自测量电路124的数据被处理。
40.如图4a所示，测量电路124接收节点128处到二极管402中的电压v(t)。然后，提供包括电容器406和412以及电阻器408和410 的滤波器404。输出v
coil
(t)是由来自lc电路的振荡电压所产生的时变电压，该lc电路由发射线圈106和电容器114形成。
41.图4b图示了lc电路由发射线圈106和电容器114形成时的电压v
coil
(t)。在时间t＝0时，可以将电压v
coil
(t)指定为u0。时变波形 420通常被建模为线性齐次微分阶方程，该方程通常具有如下解
[0042][0043]
其中，u0是在时间t＝t0v
coil
(t0)时的电压，是自由振荡期间的相位常数，ω是谐振频率2πf0，q是谐振电路的品质因数，并且t是时间。在大多数情况下。q足够大，使得v
coil
(t)的值变为
[0044][0045]
因此，谐振频率f0可以直接由波形422的指数衰减的余弦函数的连续振荡之间的时间决定。
[0046]
如图4b进一步所示，幅度包络422v
env
(t)是指数式衰减，如上所述，该指数式衰减由下式给出
[0047][0048]
因此，由于谐振频率f0已知且因此频率ω也为已知，q因数q 可以根据指数衰减曲线(或包络曲线)420确定。特别地，一种确定 q的方法是取时间t0之后的时间t1，确定时间t1时的包络值v
env
(t1)，并且确定q的值，根据上述等式针对v
env
(t)的q值由下式给出
[0049][0050]
因此，当电容器114在时间t0充满电时，q因数可以通过测量初始电压开始，此时lc电路开始振荡。然后，在时间t0之后的时间t1进行包络电压的第二次测量。然后，可以如上所述来计算q因数。
[0051]
振铃衰减方法导致更稳定的测量。在很短的时间(例如约1ms) 内进行测量。测量不取决于输入电压v
in
，因此在频率扫描测量中可能成为问题的输入电压vin或高电流的稳定性也不再是问题。进一步地，测量电路124相对简单并且成本低。在发射驱动器126中执行的固件可能相对简单。在可接受性能的情况下，可以将组件分布在不同的板中。该方法对温度不敏感。电路也可以被用于频率扫描方法，因此可以实现多种测量技术。
[0052]
然而，振铃衰减方法也有一些缺点。其中rc滤波器404必须仔细调谐。在对大的异物(fo)进行的准确测量与稳定读数之间存在折衷。如果滤波器404的rc常数很大，则结果非常稳定。然而，在大的fo的情况下，品质因数q将更大。幸运的是，滤波器404可以被设计为在较小的fo的情况下，同时保证稳定的读数和准确度。进一步地，如果包括无线发射器的印刷电路板(pcb)布局不佳，则q可能很小，并且接收器与小的fo之间的差异可能也很小，这使它们难以被区分。附加地，如上所述，虽然固件可以是相对简单的，但是计算本身是复杂的，并且可能很难准确地在发射器驱动器126中实现。
[0053]
此外，虽然振铃衰减方法非常适用于图2所示的具有单个传输线圈的系统，但是该系统在使用mp-a13线圈拓扑的系统的情况下运行得不太好。mp-a13拓扑利用通常被用于无线功率系统的3线圈阵列封装来提供传输线圈。mp-a13线圈拓扑引入了由两个附加的电感器 (例如1μh的电感器)和电容器(例如400nf的电容)产生的高频振铃。高频振铃引入测试误差，该测试误差可能影响在该配置中的q 因数的计算。
[0054]
图5a图示了根据一些实施例的具有q因数测量的无线功率发射器500的示例实现。如图5a所示，发射器500包括由晶体管504、 506和508形成的全桥驱动器。如图所示，晶体管502和504串联耦合在输入电压v
in
与地之间。晶体管506和508也串联耦合在输入电压v
in
与地之间。晶体管502、504、506和508的栅极(分别是ga、 gb、gc和gd)由发射器驱动器510驱动。
[0055]
晶体管502与晶体管528之间的节点528耦合到电感器512，而晶体管506和508之间的节点530耦合到电感器514。电容516耦合在与节点528和530相对的电感器512和514之间。电感器512和514 以及电容器516是可选的，并且取决于被用于无线功率发射线圈520 的特定线圈配置。特别地，图5a所示的示例配置有益于mp-a13线圈拓扑。可以使用其他线圈拓扑。
[0056]
与电阻器518串联的传输线圈520跨电容器516耦合(即，耦合在节点528和530之间)。进一步地，电容器517可以耦合在节点528 与传输线圈520之间。如上所述，在发射线圈520是mp-a13线圈拓扑的示例中，电感器512和514为1μh电感器，而电容516是400nf 的电容。在图5a所示的实施例中，串联耦合的电容器522和524也跨电容器516耦合。电容器522和524形成电容分压器，如果电容器 516和517存在，则可以将该电容分压器移除。例如，当电容器522 和524不存在时，节点544可以移至电容器516和517之间的节点549。
[0057]
在图5a所示的示例中，发射器驱动器510可以形成在集成电路上，并且耦合以驱动晶体管502、504、506和508的栅极。发射器驱动器510可以包括耦合到存储器534的处理器532。处理器532可以是能够执行与控制无线功率发射器所发射的无线功率相关联的功能并且执行此处描述的功能的任何微控制器、微处理器或其他处理设备。作为特定示例，发射器驱动器可以是瑞萨(renesas)销售的p9261 无线功率发射器芯片，其中，处理器532是32位arm处理器。存储器534可以是用于存储处理器534的数据和固件编程指令的易失性和非易
失性存储器结构的组合。处理器534执行存储器534中所存储的指令，以控制无线功率发射器500的操作。在一些实施例中，处理器电路532可以通过接口电路544耦合到集成电路上的接口引脚上，通过该接口引脚，可以加载或更新存储器534中所存储的固件，或可以利用发射驱动器510来执行其他通信。
[0058]
如图5a进一步所示，处理器523耦合到半桥驱动器536和538，这些半桥驱动器可以是用于分别将栅极信号ga、gb、gc和gd提供给晶体管502、504、506和508的pwm发生器。在一些实施例中，半桥驱动器536和538可以这样操作，使得晶体管502和504以半桥模式进行驱动，并且将晶体管506和508设定为保持晶体管508导通且晶体管506截止，从而将节点530设定为接地。
[0059]
因此，发射驱动器510可以进一步能够与多线圈配置(诸如上面讨论的mp-a13线圈拓扑)接口。因此，处理器532可以耦合到线圈选择驱动器542，来选择线圈拓扑的特定线圈配置。在图5a中，发射线圈520可以包括多线圈发射拓扑以及耦合以从线圈选择驱动器 542接收信号以选择特定配置的开关。
[0060]
发射驱动器510进一步包括模数转换器540，该模数转换器可以接收输入信号并且将对应的数字化信号提供给处理器532。adc 540 可以包括多路复用器和用于接收和处理模拟信号的adc。在图5a中，如下面进一步讨论的，adc 540可以接收电压信号v
det
和电流信号 i
det
。
[0061]
根据本公开的实施例，图示了包括双极结型晶体管(bjt)526 测量电路527，为了简化，该双极结型晶体管被示为npn bjt。实际上，bjt 526可以被实现为运算放大器。如图5a所示，bjt 526具有耦合到节点548的基极，节点548通过电感器514接地到接地节点530、耦合到电容器522与电容器524之间的结点544的发射极(或者不存在耦合到节点549的电容器522和524)、以及耦合到电容器522远离节点544的相对侧节点546的集电极。然后q因数是节点546处的电流i
det
和节点546处的电压v
det
的函数。q因数可以由下式给出
[0062][0063]
其中，ω是由bjt 526形成的q测量电路所产生的信号的频率，并且c是由电容分压器(电容器522和524)和谐振帽516(如果存在) 和517所提供的电容。为了简单地进行测量，可以用运算放大器代替 bjt 526。在这种情况下，i
det
达到已知的极限，并且因此q
l
可以通过单独测量v
det
来确定。v
det
和i
det
的值是基频分量信号的幅度。
[0064]
图5b图示了根据一些实施例的发射器500提供测量560的操作。本领域普通技术人员将认识到，测量560可以针对为特定线圈配置定制的发射器500的特定配置而进行修改。然而，测量560或经过修改的测量560可以被用于进行根据本公开的一些实施例的测量。
[0065]
测量560开始于步骤562。在步骤562中，将vin设定为使得晶体管502、504、506和508的体二极管不导通的电平。在一些系统中，可以将v
in
设定为5v或更高。在设置步骤564中，设定晶体管502、 504、506和508以执行测量。在一些实施例中，其他晶体管也可以是固定的。在图5a所示的示例中，将晶体管502、504、506和508设定为截止且将晶体管508设定为导通。在一些实施例中，另外设定桥接晶体管502、504、506和508。例如，在一些实施例中，晶体管508 也可以保持截止。在步骤566中，涉及如图所示的bjt 526的测量电路527被启用。
在图5a所示的配置中，在晶体管502、504和506 截止、晶体管508导通以及测量电路527被启用的情况下，lc振荡器利用发射线圈520和电容来形成，该电容由上述电容器522、524、 516和517形成。
[0066]
在步骤568中，当lc电路振荡时，测量v
det
的值。lc电路中生成的正弦信号的v
det
幅度对异物的存在非常敏感。因此，在一些实施例中，方法560前进至步骤572，其中，异物的存在直接由v
det
幅度测量和所产生的正弦信号的其他特性决定。在一些实施例中，方法560前进至步骤570，以精确计算q值，以便以后使用。计算出的 q值也可以被用于确定异物的存在，或可以被用于无线功率发射器 500中的其他目的。
[0067]
图5c图示了特定条件下的v
det
正弦波形。波形550说明在发射线圈520附近没有异物(fo)和接收器电路的情况下发射器500中的v
det
波形。v
det
波形552说明在发射线圈520附近有fo的情况下发射器500中的v
det
波形。v
det
波形554说明在发射线圈520附近有接收器的情况下发射器500中的v
det
波形。如图5b所示，v
det
波形是具有特定频率ω的正弦波形。特别地，将波形550(没有接收器或 fo)与波形552(有fo)进行比较，看出频率ω保持相同，但是波形552的幅度与波形550相比减小。将波形550与波形554(有接收器)进行比较，看出波形554的频率发生移位，并且波形554的幅度减小。如图5b所示，图示了在可以检测到fo和接收器存在的情况下的稳定结果。
[0068]
因此，v
det
正弦波形可以在发射驱动器510中进行分析，以确定 q因数或确定异物的存在。特别地，v
det
正弦波形的移位(即v
det
幅度和/或频率ω的测量)可以被用于确定异物的存在。
[0069]
图6图示了无线发射器600中的测量系统的实施例。在无线发射器600中，电容器516包括四个并联电容器602、604、606和608。发射线圈520由耦合到开关612、614、616的mp-a13线圈配置610 来图示。发射驱动器510驱动线圈选择542，以驱动由处理器532指示的特定线圈配置。电容器618和620并联耦合在mp-a13线圈配置 610与电感器512之间。发射器600进一步包括v
coil
测量电路622。如图6进一步所示，来自发射驱动器510的线圈选择信号控制开关612、 614和616的操作。图6所示的发射驱动器510输入由检测器电路630 测量的v
det
信号。
[0070]
检测器电路630包括被配置为生成来自节点633的v
det
电压的运算放大器624和bjt 626。如图所示，放大器624接收节点636处的分压信号、以及在来自放大器624的输出信号与节点638处的电压之间的分压信号。节点636处的电压是v
in
与节点638之间的电阻分压信号。节点638是来自电容分压器640的电容分压信号，电容分压器 640耦合在发射线圈610与节点633之间。在该示例中，bjt 626是 pnp结型晶体管626，其中，发射极耦合到输入电压v
in
，集电极耦合到发射线圈610，并且基极耦合到来自放大器624的基极。因此，节点636处的电压为运算放大器624和bjt 626提供低噪声dc参考，以保持适当的偏置。因此，bjt 626的集电极提供可以由上述发射驱动器510分析的v
det
正弦信号。在图6所示系统的测量测试期间，在步骤564期间，使晶体管502和506截止并且设定晶体管504和508 (例如导通或截止)。这针对具有发射线圈610和电容器618和620 以及可选地电容器516的lc振荡器来布置。
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进一步地，图6特别图示了发射器600的操作，其中，发射线圈610是mp-a13线圈配置。然而，实施例可以被应用于具有其他任何线圈配置的无线功率发射器。例如，mp-a11线圈配置或可以被包括在内的其他任何线圈配置。
[0072]
所提出的测量系统已经提高了稳定性。另外，测量时间(即半桥模式下的操作时间)在大多数情况下都可以接受。在许多实施例中，根据本发明的一些实施例的测量可以在约10ms内完成。进一步地，滤波器设计和计算相对简单。另外，可以将组件分布在不同的板中。如图所示，系统可以稳定地识别各种fo和rx，特别是在mp-a13 线圈配置下操作时。然而，电路成本可能很高，并且各种组件的规格可能也很高。
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下表提供了这种振荡器技术、频率扫描技术和振铃衰减技术的比较。如可以在表中看出的，与其他技术相比，当前系统有优点和缺点。然而，在使用mp-a13线圈配置或使用与mp-a13相似的配置的情况下，根据本公开所描述的实施例的振荡器技术可以是用于确定q因数和检测fo或接收器的总体较优的解决方案。
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如上所述，期望本发明的实施例的稳定性、设计难度、测量误差、固件复杂性、fo/rx识别和测量时间是有利的。然而，成本和pcb大小可能不是有利的。进一步地，分配和温度影响可以或可以不是有利的。
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图7a和图7b图示了高功率无线功率发射器700。如图7a所示，发射线圈702是耦合到线圈开关612、614和616的高功率线圈配置，该高功率线圈配置可以是mp-a13线圈配置。然而，电容器618和620 由电容704、706和708代替，利用分别具有晶体管710、712和714 的线圈开关612、614和616来切换这些电容。在一些实施例中，发射线圈702可以包括梳状滤波
器716，用于通过发射线圈702中所包括的三个线圈中的每个线圈对信号进行滤波。
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图7b图示了用于高功率无线功率发射器700的测量电路630的实现。如图7b所示，在该实现中，电容分压器640耦合在节点632 和634之间，而不是如图6所示的实现所图示的，耦合在发射线圈701 与节点632之间。进一步地，在方法560的设置步骤564中，晶体管 710、712和714被导通。
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提供上述详细描述是为了说明本发明的具体实施例，并不旨在限制。在本发明范围内可以进行许多变化和修改。在所附权利要求中对本发明进行阐述。