单电感升降压双极性多输出转换器及其控制方法与流程

1.本发明总体上涉及一种单电感升降压双极性多输出转换器及其控制方法。背景
2.有源矩阵oled(amoled)显示面板因其对比度高、显示质量好、功耗低和材料成本低等优点，在移动显示应用(例如智能手表、智能手机)中非常受欢迎。在移动显示应用中，电路板的面积有限，因此首选小尺寸的电源电路。
3.图1a显示了一个简化的像素电路图。图1b显示了图1a中的信号波形。驱动电路100用于驱动像素电路p。驱动电路100接收正电源avdd和显示数据，以便为像素电路p产生驱动数据和扫描信号。像素电路p包括：晶体管m1
‑
m2、电容c和oled o。
4.正电源ovdd及负电源ovss为像素电路p提供正电压及负电压，从而像素电路p产生驱动电流i。电容c保持晶体管m2的源栅电压vsg2以提供驱动电流i。正电源ovdd和负电源ovss的电压纹波可能直接影响驱动电流i。因此，为了提高显示性能，必须最小化正电源ovdd和负电源ovss的电压纹波。此外，与正电源ovdd和avdd相比，负电源ovss耐受更高的电压纹波。
5.下表显示了不同代oled显示面板中使用的avdd、ovdd和ovss，其中输入电压vin如果由锂电池提供，则介于2.7v～4.5v之间。 第1代第2代第3代avdd不适用3.3v2.8vovdd4.6v3.3v2.8vovss
‑
2.4v
‑
3.3v
‑
2.8v模式升压 反相降压/升压 反相降压 反相
6.如图1b所示，使能信号置位后，在第一时间段t1期间，输出正电源avdd；在第二时段t2期间，输出正电源ovdd；在第三时段t3期间，输出负电源ovss。即正电源avdd和ovdd的输出早于负电源ovss的输出。直到正电源avdd和ovdd的输出准备好之时，才输出负电源ovss。
7.现有技术中，对于升压转换，增加了电感器充电周期，导致开关频率变化大，电压纹波大。此外，当操作条件(输入电压或输出电流)发生变化时，现有控制方案依赖于误差放大器的调制，这限制了线路瞬态响应和交互调节效应的性能。
8.因此，如何在满足不同代oled显示面板要求的同时，提高性能并防止交互调节效应成为主要关注点。


技术实现要素：

9.根据本技术的一个实施例，提供了一种单电感升降压双极性多输出转换器，包括：一个功率级，用于接收输入电压以产生第一正输出电压、第二正输出电压和负输出电压，该功率级包括多个开关和一个电感器；一个耦合至功率级的控制电路，用于根据第一正输出电压、第二正输出电压、负输出电压以及电感器的电流产生多个控制电压；一个耦合至控制电路的能量产生及分配电路，用于根据控制电压产生多个占空比；一个耦合至能量产生及
分配电路的逻辑控制及栅极驱动电路，用以根据占空比产生多个开关控制信号以控制功率级的开关；其中，控制电路和能量产生及分配电路反馈控制并调整占空比以调整来自输入电压的输入能量与发送到第一正输出电压、第二正输出电压和负输出电压的输出能量之间的平衡。
10.根据另一实施例，提供了一种simbo(单电感多双极输出)降压升压型反相变换器的控制方法，该控制方法包括：由功率级接收输入电压以产生第一正输出电压、第二正输出电压和负输出电压，该功率级包括多个开关和一个电感器；根据第一正输出电压、第二正输出电压、负输出电压以及电感器的电流产生多个控制电压；根据控制电压产生多个占空比；以及根据占空比产生多个开关控制信号以控制功率级的开关；其中，反馈控制和调整占空比以调整来自输入电压的输入能量与发送到第一正输出电压、第二正输出电压和负输出电压的输出能量之间的平衡。附图的简要说明
11.图1a显示了一个简化的像素电路图。
12.图1b显示了图1a中的信号波形。
13.图2显示了根据本技术的一个实施例的单电感升降压双极性多输出转换器的电路图。
14.图3a至图3c显示了根据本技术的一个实施例的单电感升降压双极性多输出转换器的信号波形。
15.图4a至图4b显示了根据本技术的一个实施例的单电感升降压双极性多输出转换器的信号波形。
16.在以下详细描述中，出于解释的目的，阐述了许多具体细节以透彻理解所公开的实施例。然而，显而易见的是，可以在没有这些具体细节的情况下实践一个或多个实施例。在其他情况下，为了简化附图，示意性地显示了众所周知的结构和装置。实施例的说明
17.本发明的技术术语基于本发明技术领域中的一般定义。如果本发明描述或解释了一个或一些术语，则这些术语的定义基于本发明的描述或解释。每个公开的实施例具有一个或多个技术特征。在可能的实施方式中，本领域技术人员可以选择性地实施本发明任一实施例的部分或全部技术特征，或者选择性地组合本发明实施例的部分或全部技术特征。
18.图2显示了根据本技术的一个实施例的单电感升降压双极性多输出转换器的电路图。单电感升降压双极性多输出转换器200包括功率级210、控制电路220、能量产生和分配电路230、逻辑控制和栅极驱动电路240以及时钟产生电路250。单电感升降压双极性多输出转换器200从输入电压v
in
产生两个正输出电压v
op
和v
oa
以及一个负输出电压v
on
。正输出电压v
op
和v
oa
以及负输出电压von可用于实施图1a中的电源avdd、ovdd和ovss。
19.功率级210包括开关s1、s2、s3、sp、sa、sn、sr、电感器l1、电容c11
‑
c14和电阻器r1
‑
r6。
20.开关s1耦合于输入电压v
in
与第一节点lx1之间。在应用中，符号“s
1”也可以用来表示用于控制开关s1等的开关控制信号。开关s2耦合于第一节点lx1与gnd之间。开关s3耦合于第二节点lx2与gnd之间。开关sp耦合于第二节点lx2与正输出电压v
op
之间。开关s
a
耦合于第二节点lx2与正输出电压v
oa
之间。开关s
n
耦合于第一节点lx1与负输出电压v
on
之间。开关s
r
耦合于输入电压v
in
与第二节点lx2之间。
21.电感器l1耦合于第一节点lx1与第二节点lx2之间。
22.电容c11耦合于输入电压v
in
与gnd之间。电容c12耦合于负输出电压v
on
与gnd之间。电容c13耦合于正输出电压v
oa
与gnd之间。电容c14耦合于正输出电压v
op
与gnd之间。
23.电阻r1与r2串联耦合于正输出电压v
oa
与gnd之间，用以对正输出电压v
oa
进行分压。电阻r3与r4串联耦合于正输出电压v
op
与gnd之间，用以对正输出电压v
op
进行分压。电阻r5与r6串联耦合于负输出电压v
on
与参考电压vref之间，用以对负输出电压v
on
进行分压。
24.控制电路220耦合至功率级210。控制电路220包括误差放大器ea1
‑
ea3、调节电路221和控制单元223。
25.误差放大器ea1从电阻r5和r6接收分压以输出内部电压(或控制电压)v
cn
。误差放大器ea2接收参考电压vref以及来自电阻r3和r4的分压以输出内部电压(或控制电压)v
cp
。误差放大器ea3接收参考电压vref和来自电阻r1和r2的分压以输出内部电压(或控制电压)vca。
26.调节电路221根据时钟信号ck、占空比dn和开关控制信号s2产生调节电压v
c1_adj
和v
c3_adj
。例如但不限于，调节电路221根据时钟信号ck和占空比d
n
产生调节电压v
c1_adj
，并根据开关控制信号s2产生调节电压v
c3_adj
。
27.控制单元223被耦合至电感器l1、误差放大器ea1
‑
ea3以及调节电路221。控制单元223根据控制电压v
cn
、v
ca
、v
cp
、调节电压v
c1_adj
、v
c3_adj
和输入电压v
in
产生控制电压v
c1
、v
c3
以及控制电流i
s1
和i
s2
，其中，控制电流i
s1
和i
s2
与电感电流il成正比。例如但不限于，控制电压v
c1
、v
c3
以及电流i
s1
和i
s2
如下：v
c1
＝k1*v
ca
k2*v
cp
k3*v
cn
‑
v
c1_adj
v
c3
＝v
c1
‑
k7*(v
in
/v
oa
)*v
ca
‑
k4*(v
in
/v
op
)*v
cp
‑
k5*(v
in
/v
on
)*v
cn
‑
v
c3_adj
i
s1
＝v
in
*il/ki
s2
＝v
op
*il/k@d
p
i
s2
＝v
oa
*il/k@d
a
i
s2
＝v
on
*il/k@d
n
28.能量产生及分配电路230耦合至控制电路220，根据控制电压v
c1
、v
c3
、v
cn
、v
ca
、v
cp
以及控制电流i
s1
和i
s2
产生占空比d1、d3、d
p
、d
a
和d
n
。占空比d1、d3也称为能量产生周期；占空比d
p
、d
a
和d
n
也称为能量分配周期。
29.能量产生与分配电路230包括具有相同或相似电路结构和操作的第一能量产生电路231、第二能量产生电路233、第一能量分配电路235、第二能量分配电路237和第三能量分配电路239。
30.第一能量产生电路231包括比较器231a、多工器231b、控制电流源231c和电容c1。同样，第二能量产生电路233包括比较器233a、多工器233b、控制电流源233c和电容c3。第一能量分配电路235包括比较器235a、多工器235b、控制电流源235c和电容c
p
。第二能量分配电路237包括比较器237a、多工器237b、控制电流源237c和电容c
a
。第三能量分配电路239包括比较器239a、多工器239b、控制电流源239c和电容c
n
。
31.在第一能量产生电路231中，多工器231b基于开关控制信号s1在gnd或来自控制电流源231c的控制电流i
s1
中进行选择。比较器231a比较控制电
压
v
c1
和多工器231b产生的输出
以输出占空比d1。
32.第二能量产生电路233、第一能量分配电路235、第二能量分配电路237和第三能量分配电路239分别输出占空比d3、d
p
、d
a
和d
n
。第二能量产生电路233、第一能量分配电路235、第二能量分配电路237和第三能量分配电路239的电路操作与第一能量产生电路231的电路操作相同或相似，在此不再赘述。
33.逻辑控制及栅极驱动电路240耦合至能量产生及分配电路230，以根据占空比d1、d3、d
p
、d
a
和d
n
产生开关控制信号s1、s2、s3、s
p
、s
a
、s
n
和s
r
。
34.时钟产生电路250耦合至控制电路220。时钟产生电路250例如但不限于振荡器，用以产生控制电路220的调节电路221的时钟信号ck。
35.在本技术的一个实施例中，单电感升降压双极性多输出转换器200感测输出电压v
op
、v
oa
、v
on
和电感电流il以控制功率级210。
36.在本技术的一个实施例中，正输出电压v
op
、v
oa
在降压升压转换操作中产生；负输出电压v
on
在反相转换操作中产生。
37.在本技术的一个实施例中，占空比d1、d3可称为能量产生占空比，在此期间，输入电压v
in
将能量转移到电感器l1；占空比d
p
、d
a
和d
n
可称为能量分配占空比，在此期间，电感器l1中储存的能量被转移到正输出电压v
op
、v
oa
和负输出电压v
on
。能量分配占空比d
p
、d
a
和d
n
依赖于控制电压v
cp
、v
ca
和v
cn
。在本技术的一个实施例中，理论上不存在交互调节效应，原因如下。
38.在能量分配占空比d
p
中，发送到正输出电压v
op
的能量e
op
可以用等式(1)表示，其中“i
l”指电感电流，“t”指时钟信号ck的周期：
39.在能量分配电路235中，电容c
p
由电流is2(i
s2
＝v
op
*i
l
/k)充电。因此，发送到电容c
p
的电荷可以表示为等式(2)：
40.组合等式(1)和(2)得到等式(3)：e
op
＝kc
p
v
cp
ꢀꢀꢀꢀ
(3)
41.如等式(3)所述，能量e
op
由误差放大器输出电压(即控制电压)v
cp
决定。
42.同样，在能量分配占空比d
a
期间，发送到正输出电压v
oa
的能量e
oa
如下：
43.同样，在能量分配占空比d
n
期间，发送到负输出电压v
on
的能量e
on
如下：
44.因此，根据以上描述，在本技术的一个实施例中，通过反馈控制，理论上不存在交互调节效应。
45.图3a至图3c显示了根据本技术的一个实施例的单电感升降压双极性多输出转换器的信号波形。图3a显示了完美平衡，而图3b和图3c显示了不完美平衡。如图3a所示，在一个时钟周期t
ck
中，有四个阶段：第一阶段p1(即充电阶段)，第二阶段p2(即，用于输出正输出
电压v
op
的第一正输出电压输出阶段，)，第三阶段p3(即，用于输出正输出电压v
oa
的第二正输出电压输出阶段)和第四阶段p4(即，用于输出负输出电压v
on
的负输出电压输出阶段)。
46.在第一阶段p1(即充电阶段)期间，开关s1和s3导通以通过输入电压v
in
对电感器l1充电。
47.在第二阶段p2(即第一正输出电压输出阶段)期间，开关s1和s
p
导通，以将电感器l1中储存的能量转移至正输出电压v
op
。
48.在第三阶段p3(即第二正输出电压输出阶段)期间，开关s3和s
a
导通，以将电感器l1中储存的能量转移至正输出电压v
oa
。
49.在第四阶段p4(即负输出电压输出阶段)期间，开关s3和s
n
导通，以将电感器l1中储存的能量转移至负输出电压v
on
。
50.在应用中，术语“完美平衡”指从输入电压v
in
转移的能量完全转移到所有负载(即用于产生输出电压v
op
、v
oa
、v
on
)而没有任何能量浪费。换言之，在占空比d
n
结束时，电感电流il达到预定值(稳态值)。
51.反之，由于图3b和图3c所示的不完全平衡，在占空比d
n
结束时，电感电流i
l
没有达到预定值(稳态值)(例如，高于预定值(稳态值))，这会导致能源浪费。
52.如图3b所示，在占空比d
n
结束时，开关s3和s
n
导通以将储存在电感器l1中的额外能量转移到负输出电压v
on
。这样，能量浪费被最小化，但负输出电压v
on
具有更高的电压纹波。
53.如图3c所示，在占空比d
n
结束时，开关s2和s
r
导通，以将储存在电感器l1中的额外能量转移回到输入电压v
in
。这样，负输出电压v
on
具有较低的电压纹波，但会浪费能量。
54.因此，在本技术的一个实施例中，通过调整(降低)占空比d3和d1来降低电感器l1中储存的能量，直至达到完美平衡。
55.描述了在本技术的一个实施例中如何调整(降低)占空比d3和d1。
56.转移到输出负载的总能量eot(即输出电压v
op
、v
oa
、v
on
)用等式(5)表示：e
ot
＝kc
p
v
cp
kc
a
v
ca
kc
n
v
cn
....(5)
57.来自输入电压vin的总输入能量eit用等式(6)表示：
58.在稳定状态下(如图3a所示)，eot＝eit。因此，得到以下等式(7)：
59.在等式(7)中，系数k1、k2、k3均为正值。
60.如图3a所示，开关s1的占空比d1将决定单电感升降压双极性多输出转换器200的能量产生持续时间。因此，占空比表示为等式(8)，其中d3'指s1和s3在占空比d3之前的重叠相位：d1＝d
a
d
p
d3 d3'(8)
61.在占空比d3和d3’
期间(在占空比d1内)，电感器l1被充电；在占空比d
p
、d
a
、d
n
期间，电感器l1中储存的能量被转移到输出电压v
op
、v
oa
、v
on
。
62.如果在时钟周期t
ck
内，在占空比d1中产生的能量完全等于转移到输出电压v
op
、
v
oa
、v
on
的能量，则等式(9)如下：t
ck
＝d1 d
n
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(9)
63.然而，在瞬态(如图3b和图3c所示)下，占空比d1中产生的能量大于转移到输出电压v
op
、v
oa
、v
on
的能量，则等式(10)为如下：t
ck
>d1 d
n
ꢀꢀꢀꢀꢀ
(10)
64.等式(10)指在时钟周期内，在产生输出电压后，电感器l1中储存了额外的能量。因此，电感器l1中储存的剩余能量在占空比dr期间释放到负输出电压v
on
(如图3b所示，导致负输出电压v
on
中产生较大的电压纹波)，或储存在电感器l1中的剩余能量电感器l1循环至输入电压v
in
(如图3c所示，导致能量转换效率较低)，其中t
ck
＝d1 d
n
d
r
。
65.因此，为了在时钟周期内实现总输入能量和总输出能量之间的完美平衡，在本技术的一个实施例中，通过调整(减少)占空比d1和d3来以实现等式(9)(t
ck
＝d1 d
n
)并通过建立反馈机制调整(减少)输入能量。因此，控制电压v
c1
如下：v
c1
＝k1v
ca
k2v
cp
k3v
cn
‑
v
c1_adj
ꢀꢀꢀꢀꢀ
(11)
66.在本技术的一个实施例中，通过调整调节电路221产生的调节电压v
c1_adj
，来调整占空比d1，直至达到等式(9)中的完美平衡。换句话说，如果占空比d1太大，则调节电压v
c1_adj
不为零，因此控制电压v
c1
较小，导致占空比d1较小。重复操作直到完美平衡。
67.进一步地，在图3a和图3c中，正输出电压v
op
和v
oa
是在升压模式下产生的。在占空比d
p
和d
a
期间，电感电流il减小，其中系数k4和k5为正值。
68.图4a至图4b显示了根据本技术的一个实施例的单电感升降压双极性多输出转换器的信号波形。图4a显示了不完美平衡，而图4b显示了完美平衡。
69.在图4a中，占空比d2是剩余的，这会导致能源浪费。因此，在本技术的一个实施例中，通过调节(减少)占空比d3直到占空比d2被最小化或完全消除来减少电感器l1中储存的能量。描述了如何达到图4b中的完美平衡。
70.等式(8)重新排列为：d3＝d1‑
d
a
‑
d
p
‑
d3’ꢀꢀꢀꢀꢀ
(12)v
c3
＝v
c1
‑
k4v
ca
‑
k5v
cp
‑
v
c3_adj
ꢀꢀꢀꢀꢀ
(13)
71.在图4a和图4b中，正输出电压v
op
和v
oa
在降压模式下产生，其中在占空比d1(与占空比d
p
、d
a
重叠)期间，电感电流il增加。当电感器l1中储存的能量足够时，可在占空比d
p
或d
a
内结束占空比d1。开关s2导通以将所需能量传送至正输出电压v
op
和v
oa
，直至占空比d
a
结束。然后，开关s3和s
n
导通，将电感器l1中的剩余能量转移到负输出电压v
on
。
72.与升压模式相比，降压模式需要更小的占空比d3，因为在占空比d
p
和d
a
期间，能量仍然传输到电感器l1。然而，降压模式越重，占空比d3越小。等式(13)重新排列为：
73.在等式(14)中，“(v
in
/v
op
)>1”和“(v
in
/v
op
)<1”指降压模式操作和升压模式操作。因此，(v
in
/v
op
)结果越高，调节电压v
c3
越小，占空比d3也越小。
74.在本技术的一个实施例中，为了获得更好的转换效率，在降压模式下，电感器l1在占空比d
p
和d
a
期间充电，最小化占空比d2以最小化电感电流il的峰值.这意味着导通损耗小，开关损耗小，因为电感电流il的峰值很小，去掉了开关s2的占空比d2。因此，在本技术的
一个实施例中，用来自调节电路221的调节电压v
c3_adj
降低占空比d3，直到占空比d2最小。
75.在本技术的一个实施例中，正输出电压v
op
和v
oa
以降压升压模式产生(即正输出电压v
op
和v
oa
高于、等于或低于输入电压v
in
)；负输出电压v
on
产生于反相模式，其中降压升压模式和反相模式在一个时钟周期内完成。
76.在一个实施例中，通过产生调节电压，调整占空比以减少储存在电感器中的额外能量直到完美平衡(如图3a至图3c和图4a至图4b所示)。因此，在本技术的一个实施例中，避免了大的开关频率变化和高压纹波，并且没有交互调节效应。
77.对本领域技术人员显而易见的是，可以对所公开的实施例进行各种修改和变化。说明书和示例仅被视为示例性，本发明的真实范围由以下权利要求及其等同物指示。