一种晶闸管驱动电路的制作方法

1.本发明属于电路电子技术领域，尤其涉及一种晶闸管驱动电路。


背景技术：

2.晶闸管是晶体闸流管的简称，又称可控硅整流器。晶闸管相对于其他电力电子器件能承受的电压和电流容量最高，且工作可靠，故在许多大功率和强干扰的场景中取得广泛运用。
3.为了减少晶闸管门极损耗，驱动电路通常采用脉冲形式进行驱动，现有的晶闸管驱动电路常采用电阻或其他无源器件来对晶闸管门极驱动电流限流，这就导致了驱动电路损耗大，效率低。
4.因此，相关技术还有待改进。


技术实现要素：

5.本发明所要解决的技术问题在于提供一种晶闸管驱动电路，降低驱动电路的损耗。
6.为解决上述技术问题，本发明是这样实现的，一种晶闸管驱动电路，包括电源vcc、驱动信号输入端、辅助开关电路、主开关电路、复磁电路、储能电容c1、二极管d1、变压器t1及晶闸管qa；所述驱动信号输入端连接于所述辅助开关电路，所述驱动信号输入端用于输入驱动信号scr＿drv控制所述辅助开关电路的开关/关断，所述储能电容c1的一端节点分为两路，第一路通过所述二极管d1连接于所述电源vcc，第二路连接于所述变压器t1原边的一端，所述储能电容c1的另一端节点分为两路，第一路连接于所述辅助开关电路，第二路经所述主开关电路连接于所述变压器t1原边的另一端，所述复磁电路连接于所述变压器t1原边的一端，所述晶闸管qa连接于所述变压器t1的副边。
7.作为优选地，所述变压器t副边的一端与晶闸管qa的阴极连接，变压器t副边的另一端依次经整流二极管d2、电阻r6接晶闸管qa的门极。
8.作为优选地，所述辅助开关电路由各元器件组成，包括一个npn型三极管q1和一个pnp型三极管q2，所述三极管q1的集电极连接于所述电源vcc，所述三极管q1的发射极连接于所述三极管q2的发射极，所述三极管q2的集电极接地。
9.作为优选地，所述辅助开关电路为集成芯片，所述集成芯片用于为所述主开关电路提供驱动电压及为所述储能电容c1提供充放电回路。
10.作为优选地，所述驱动电路的驱动信号输入端经电阻r1分为两路，第一路与所述三极管q1的基极连接，第二路与所述三极管q2的基极连接。
11.作为优选地，所述主开关电路包括一mos管q3，所述mos管q3的漏极连接于所述变压器t1原边的另一端，所述mos管q3的源极接地，所述mos管q3的栅极接于所述三极管q1的发射极以及所述储能电容c1的一端。
12.作为优选地，所述主开关电路还包括电阻r4和电阻r5；所述电阻r4接于所述储能
电容c1和所述mos管q3的栅极之间，所述电阻r5接于所述mos管的栅极和源极之间。
13.作为优选地，所述电阻r4接于所述三极管q1的发射极与所述储能电容c1之间。
14.作为优选地，所述复磁电路包括二极管d3和稳压管d4，所述电源vcc依次经过所述稳压管d4的阳极、阴极，所述二极管d3的阴极、阳极接于所述变压器t1原边的一端。
15.作为优选地，所述晶闸管驱动电路还包括电阻r3，所述三极管q2的发射极通过所述电阻r3连接于所述储能电容c1一端。
16.本发明中提供的晶闸管驱动电路与现有技术中相比，有益效果在于：采用上本发明中的驱动电路能够有效降低了驱动电路损耗、对电源功率的需求、驱动成本以及驱动电路的温度，减小了晶闸管驱动板的面积，提高了驱动电路的可靠性。
附图说明
17.图1是相关技术中晶闸管驱动电路的电路结构拓扑图；
18.图2是相关技术中晶闸管驱动电路的驱动电压波形图；
19.图3是本发明晶闸管驱动电路的电路结构拓扑图。
具体实施方式
20.为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
21.在相关技术中，如图1所示，qa为被驱晶闸管，t1是高频隔离变压器，d2是整流二极管，d3、d4是变压器复磁用的二极管和稳压管，r3和r6是限流电阻，c1为脉冲驱动支撑电容，q1、q2开关管驱动开关q3管，scr＿drv为晶闸管的驱动信号，r1、r2分别为q1、q2管的驱动电阻和下拉电阻，r4、r5为q3管的驱动电阻和下拉电阻。
22.其电路工作分为四个阶段：
23.阶段1：scr＿drv为低时，q1关断，q2导通，q3关断，变压器原副边电流到零。电源vcc通过r3给c1充电，直到c1电压达到电源电压。
24.阶段2：当scr＿drv为高时，q1开通，q2关断，q3导通，由于c1电压在q1开通之前被r1充电到电源电压(vcc)，且其电压不可突变，此时的驱动电流峰值为：vcc/(r6 rg)(注意：开关管q3、整流管d2两端压降忽略不计；为方便计算驱动变压器的原副边变比假定为1：1；rg为晶闸管的门极内阻)，而后驱动电流从峰值开始下降，直到阶段3。
25.阶段3：此时scr＿drv仍为高时，当c1度过稳态过程之后，驱动电流下降到一个平台值，其值为：vcc/(r3 r6 rg)。
26.阶段4：scr＿drv变为低，q1关断，q2导通，q3关断。变压器的励磁电感开始复磁，复磁回路为变压器原边绕组、d3、d4。变压器复磁结束后，电路工作过渡到阶段1。
27.驱动电流波形如下图2所示，从图2中可以看出晶闸管驱动电流存在一个尖峰驱动时段，一个平台驱动时段和一个无电流驱动时段。
28.从以上分析可以看出，阶段1、2、3、4过程中r3均有电流流过，并在r3上产生严重的功耗，因此这种他驱电路为有损驱动。
29.实施例：
30.本发明提供一种晶闸管驱动电路，包括电源vcc、驱动信号输入端、辅助开关电路、主开关电路、复磁电路、储能电容c1、二极管d1及晶闸管qa；驱动信号输入端连接于辅助开关电路，驱动信号输入端用于输入驱动信号scr＿drv控制辅助开关电路的开通/关断，储能电容c1的一端节点分为两路，第一路通过二极管d1连接于电源vcc，第二路连接于变压器t1原边的一端，储能电容c1的另一端节点分为两路，第一路连接于辅助开关电路，第二路经主开关电路接于变压器t1原边的另一端，复磁电路接于变压器t1原边的一端，晶闸管qa接于变压器t1的副边。
31.本发明提供的晶闸管驱动电路通过控制信号输入进而控制晶闸管各工作阶段，其中，控制信号能够控制辅助开关电路和主开关电路中各开关的通断，通过对各开关的通断控制，储能电容c1能够通过电源vcc进行充电，形成充电回路，另外基于二极管阳极－阴极的方向为电源vcc－储能电容c1方向，在二极管和储能电容c1的公共点电位抬升后，二极管反向截止，形成储能电容c1的放电回路。
32.参阅图3所示，图3为本发明晶闸管驱动电路的电路拓扑图，变压器t1副边的一端与晶闸管qa的阴极连接后作为交流电源的输出端，变压器t副边的另一端依次经整流二极管d2、电阻r6接晶闸管qa的门极。
33.辅助开关电路由各分立元器件组成，包括一个npn型三极管q1和一个pnp型三极管q2，三极管q1的集电极连接于电源vcc，三极管q1的发射极连接于三极管q2的发射极，三极管q2的集电极接地。
34.作为本实施例的其中一种实施方式，辅助开关电路还可为集成芯片，如驱动芯片，驱动芯片用于为主开关电路提供驱动电压及为储能电容c1提供充放电回路，驱动芯片相对于分立器件组合，体积更小，能够减小更多的单板尺寸。
35.如图3所示，驱动电路的驱动信号输入端经电阻r1分为两路，第一路与三极管q1的基极连接，第二路与三极管q2的基极连接，其中r1为三极管q1的驱动电阻，进一步的，为三极管q2设置有下拉电阻r2，电阻r2接于三极管q2的基极与集电极之间。
36.作为本实施例的其中一种实施方式，主开关电路包括一mos管q3，mos管q3的漏极连接于晶闸管qa，mos管q3的源极接地，mos管q3的栅极接于三极管q1的发射极以及储能电容c1的一端，主开关电路的作用在于提供晶闸管驱动电流回路。
37.其中，主开关电路还包括电阻r4和电阻r5，电阻r4作为mos管q3的驱动电阻，电阻r4接于储能电容c1和mos管q3的栅极之间，电阻r5作为mos管q3的下拉电阻，电阻r5接于所述mos管的栅极和源极之间。
38.作为本实施例的其中一种实施方式，电阻r4或可接于三极管q1的发射极与储能电容c1之间，同时起储能电容c1充电限流和mos管q3的驱动电阻的作用。
39.需要说明的是，在电阻r5设置于储能电容c1和mos管q3之间时，需要额外设置储能电容c1的限流电阻，具体地，晶闸管驱动电路还包括电阻r3，三极管q2的发射极通过电阻r3连接于储能电容c1一端，限流电阻在晶闸管线圈驱动功率小的应用场合可以直接短接掉。
40.本发明还设置有复磁电路，包括二极管d3和稳压管d4，电源vcc依次经过稳压管d4的阳极、阴极，二极管d3的阴极、阳极接于变压器t1原边的一端。
41.本实施例中的半导体器件q1－q3，d1－d4也可以由满足功能要求的其他可控或半控器件替代。
42.工作原理：
43.图3中q3为主开关管，q1－q2为辅助开关管。mos管q3作用在于提供晶闸管驱动电流回路，三极管q1－q2作用在于为mos管q3提高驱动电压同时为储能电容c1提供充放电回路。
44.驱动电路工作可分四个阶段：
45.阶段1：驱动信号输入端scr＿drv为低时，三极管q1关断，q2导通，q3关断，变压器原副边电流到零。此时储能电容c1通过电阻r3、二极管d1充电(注：电阻r3起充电限流作用，由于充电时间短，电阻r3的损耗很小)，最终储能电容c1电压为电源电压vcc。
46.阶段2：驱动信号输入端scr＿drv变为高，三极管q1开通、q2关断，mos管q3导通，晶闸管驱动电流回路开通。由于三极管q1管的开通，q1和c1的公共点电位被抬升至vcc(注：分析时不考虑三极管q1的压降)由于储能电容c1两端的电压不能突变，所以二极管d1和储能电容c1的公共点电位抬升到2倍的vcc电压，二极管d1反向截止。这使得加到变压器t1原边的电压为约2倍的vcc电压；变压器原副边绕组np、ns工作并为晶闸管门极提供驱动电流，其值约为2＊vcc/(r6 rg)(注意：mos管q3、整流管d2两端压降忽略不计；为方便计算驱动变压器的原副边变比假定为1：1；rg为晶闸管的门极内阻)。
47.阶段3：驱动信号输入端scr＿drv仍为高。此时电容c1由于放电其两端电压到零，二极管d1开始导通，并为晶闸管提供驱动电流，此时的驱动电流值为：vcc/(r6 rg)。
48.阶段4：驱动信号输入端scr＿drv变为低，三极管q1、q3关断，q2导通。变压器t1的励磁电感开始复磁，复磁回路为稳压管d4和二极管d3，励磁电感电流回馈给电源vcc，变压器t1复磁结束后，电路工作过渡到阶段1。
49.从以上分析可以看出，本发明提供的晶闸管驱动电路中变压器原边实现无损驱动，与实施例中的相关技术相比，本驱动电路仅增加一颗二极管d1，其主要作用是限制储能电容c1放电电流路径，本发明中电阻r3由于其主要作用是限制储能电容c1的充电电流，储能c1的充电时间短，电阻r3的损耗很小，可以用小尺寸的封装，甚至在某些scr驱动电流要求较小的场合，储能电容c1可以选取较小的容值，此时电阻r3可以直接短路掉，储能电容c1的充电短时电流冲击由三极管q2和二极管d1的内部阻抗来限制；vcc和储能电容c1为晶闸管提供尖峰驱动电流，而vcc为晶闸管提供平台驱动电流；所述驱动电路有效降低了驱动电路损耗、对电源功率的需求、驱动成本以及驱动电路的温度，减小了晶闸管驱动板的面积，提高了驱动电路的可靠性。
50.以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。