用于对受控振荡器的频率进行测量和调谐的频率检测器的制作方法

1.本文的实施例涉及用于对受控振荡器的频率进行测量和调谐的频率检测器。特别地，它们涉及具有子采样频率检测的频率检测器、包括频率检测器的频率生成电路系统、以及包括频率生成电路系统的电子设备(诸如接收机、发射机和收发机)。


背景技术：

2.在无线通信系统中，支持具有超低功耗的设备的趋势非常强劲。这些设备可以是小型传感器节点，其中电池应当使用多年，或者其中使用能量收集来实现无电池操作。当无线通信系统要与这种设备进行通信时，必须在设备中操作接收机。为了实现有限的响应时间，必须定期操作接收机。然后，必须限制接收机的功耗。因此，经常使用特殊的超低功耗接收机，即所谓的唤醒接收机。该唤醒接收机的性能有限，它只能够检测唤醒请求的存在。当存在这种请求时，具有更高性能和更高功率的主接收机被启动以能够接收实际的通信数据。
3.为了实现超低功耗，例如低于100uw，唤醒接收机是基于开关键控信号的幅度检测。从而，可以避免使用耗能多的锁相环(pll)来生成准确的本地振荡器(lo)信号。然而，在幅度检测之前只能实现适度的滤波，并且抗干扰性基本上限于伪随机噪声(pn)序列的相关性可以实现的。
4.由于在幅度检测之前的滤波量有限，因此，唤醒接收机很容易受到干扰。进入幅度检测器的所有干扰和噪声将屏蔽所期望的信号，其中幅度检测器在与唤醒请求信号相同的频率范围内具有幅度调制。在此应当理解，相同的频率并不意味着干扰只存在于相同的频率信道上。相反，由于滤除频率与唤醒信号相邻的信号的能力有限，因此应当理解，在相邻信道中和甚至在可能更远处传输的信号也将有效地具有与同信道干扰信号一样的有害影响。为了能够有效滤除相邻干扰，唤醒接收机中的频率生成必须具有高精度，因此消耗大量能量。此外，幅度检测器也是高度非线性的，因此，对于弱的输入信号产生非常小的输出信号。假设幅度检测器对于小的输入信号具有二次特性，则这意味着对于输入信号电平每降低10db，信噪比就会下降20db，这对于在检测器输入端已受到适度干扰时很快变得非常不利。因此，在幅度检测之前进行更多滤波是实现具有高抗干扰性的唤醒接收机所必需的，然而这将增加功耗。


技术实现要素：

5.因此，本文的实施例的目的是提供一种在精度和功耗方面具有改进性能的频率生成电路系统。
6.根据本文的实施例的一个方面，通过用于对受控振荡器的频率进行测量和调谐的频率检测器来实现该目的。频率检测器包括：用于生成采样脉冲的脉冲发生器；用于对受控振荡器的输出状态进行采样的采样电路系统；以及数字处理单元。采样电路系统被配置为以两个或更多个采样频率对受控振荡器的输出状态进行子采样，并且所有采样频率低于受
控振荡器的频率。数字处理单元被配置为基于已采样状态来计算振荡器的频率偏移，并基于频率偏移来生成控制信号以对振荡器的频率进行调谐。
7.根据本文的实施例的一个方面，通过用于对受控振荡器的频率进行测量和调谐的频率检测器来实现该目的。频率检测器包括：用于生成采样脉冲的脉冲发生器；被连接到受控振荡器的输出的多级分频器；用于对来自分频器的每一级的输出状态进行采样的采样电路系统；以及数字处理单元。采样电路系统被配置为以低于受控振荡器的频率的采样频率对分频器的输出状态进行子采样。数字处理单元被配置为基于已采样状态来计算振荡器的频率偏移，并且基于该频率偏移来生成控制信号以对振荡器的频率进行调谐。
8.根据本文实施例的一个方面，通过用于对受控振荡器的频率进行测量和调谐的方法来实现该目的。该方法包括：以低于受控振荡器的频率的采样频率对受控振荡器的状态进行子采样；计算每个相邻已采样状态对之间的状态差；基于状态差来估计频率偏移；基于频率偏移来生成控制信号；以及基于控制信号来对受控振荡器的频率进行调谐。
9.本文的实施例提供了用于超低功率设备(例如唤醒接收机)的振荡器频率的数字频率测量、校准和锁定的技术，其中传统的pll会太耗电。频率检测是基于对受控振荡器状态进行子采样。因此，采样脉冲可以由相对低频率pll生成，例如，pll以低于振荡器的无线电频率(rf)超过一个数量级的频率操作。因此，与rf pll相比，这些pll可以具有非常低的功率。子采样产生混叠问题，因此不同的振荡器频率将生成相同的子采样信号。为了解决混叠问题，可以使用都低于振荡器频率的多个采样频率，而无需采用高rf采样频率。解决混叠问题的另一种方法可以是对被连接到受控振荡器的rf分频器进行暂时操作并采样它的状态。这也将消除在振荡器调谐范围内的混叠。可以使用最简单的可能分频器，例如具有最小功率开销的级联二分频电路。此外，分频器可以仅在一小段时间内使用，例如，在启动振荡器或粗调振荡器以节省功率期间。
10.可以通过对振荡器已采样状态差进行滤波或平均来估计振荡器频率，已采样状态差可以被计算为振荡器和/或分频器的已采样相位状态差。因此，该技术是数字的，提供数字频率估计，在用于振荡器频率校准和调谐的算法中产生很大程度的灵活性。通过组合几个采样频率下的采样结果，或者替代地通过对简单的分频器进行暂时操作并采样其状态，可以使采样技术的无混叠频率范围超过最高采样频率的幅度。该技术可以用于全数字锁频环(adfll)，或用于振荡器频率校准。
11.根据本文的实施例，使用上述频率检测器来实现频率生成电路系统，以调谐和锁定受控振荡器。
12.因此，频率生成电路系统是基于对受控振荡器状态进行子采样，这消除了对以全rf连续操作的耗电多的分频器和pll的需要。与使用pll的传统频率生成电路系统相比，根据本文的实施例的频率生成电路系统可以以足够的精度和显著更低的功耗来实现。频率精度将优于自激振荡器，并且使用频率生成电路系统的接收机的带宽可以被在下变频混频器之后的滤波器有效地限制。到达接收机的幅度检测器的噪声和干扰量将受到限制。数字实现还提供了算法和操作模式的高度灵活性。
13.根据本文的实施例，使用上述的频率生成电路系统来实现例如唤醒接收机的电子设备。由于更准确但仍然超低功率的本地频率生成电路系统，唤醒接收机的选择性和灵敏度可以得到改善，这通过在下变频混频器之后使用更窄带的滤波来实现。因此，主要优点是
以有限的功率开销提高了唤醒接收机的性能和抗干扰能力。
14.因此，本文的实施例提供了在精度和功耗方面具有改进性能的频率生成电路系统。
附图说明
15.参考附图更详细地描述本文的实施例的示例，其中：
16.图1是其中可以实现根据本文实施例的频率检测器的接收机的示意框图。
17.图2是根据本文的一个实施例的频率检测器的示意框图。
18.图3是根据本文的一个实施例的频率检测器的示意框图；
19.图4是图示了根据本文的实施例的用于对受控振荡器的频率进行测量和调谐的方法的流程图；
20.图5示出了根据本文的图2所示的实施例的频率检测器的仿真结果；
21.图6示出了根据本文的图3所示的实施例的频率检测器的仿真结果；
22.图7示出了针对同步分频器和异步分频器的仿真结果；
23.图8是图示了根据本文的一个实施例的频率检测器的框图；
24.图9是图示了根据本文实施例的频率生成电路系统的框图；
25.图10是图示了其中可以实现根据本文的实施例的频率生成电路系统的电子设备的框图。
具体实施方式
26.图1示出了其中可以实现根据本文的实施例的频率检测器的接收机100。
27.接收器100包括用于将天线的输入阻抗与混频器120的输入阻抗进行匹配的输入匹配网络110。混频器120将所接收的rf信号转换成中频(if)信号。接收器100还包括用于放大if信号的if放大器130、包络检测器140、带通滤波器150、基带放大器160和比较器170。
28.接收器100还包括振荡器180以生成用于混频器120的本地振荡器信号。根据本文实施例的频率检测器190在接收机100中被实现，用于对振荡器180的频率进行测量和调谐。
29.图2示出了根据本文的一个实施例的频率检测器200。
30.频率检测器200包括：用于生成采样脉冲的脉冲发生器(脉冲器210)，用于对受控振荡器180的输出状态进行采样的采样电路系统220，以及用于处理已采样状态的数字处理单元(数字块230)。
31.采样电路系统220被配置为以两个或更多个采样频率对受控振荡器的输出状态进行子采样，并且所有采样频率都低于受控振荡器的频率。采样电路系统220可以在用lo1、lo2、lo3指示的不同输出处对受控振荡器的输出状态进行采样。
32.采样电路系统220可以被配置为：在第一时间段内以第一频率对受控振荡器180的输出状态进行子采样，以及在第二时间段内以第二频率对受控振荡器180的输出状态进行子采样。
33.根据本文的一些实施例，采样电路系统220可以包括两个或更多个采样电路，以同时以两个或更多个采样频率对受控振荡器180的输出状态进行子采样。
34.已采样状态被输入到数字处理单元230。数字处理单元230被配置为基于已采样状
态来计算振荡器的频率偏移，并基于频率偏移来生成控制信号以对振荡器180的频率进行调谐。
35.图3示出了根据本文的另一个实施例的频率检测器300。
36.频率检测器300包括：用于生成采样脉冲的脉冲发生器(脉冲器310)，采样电路系统320，以及数字处理单元(数字块330)。频率检测器300还包括被连接到受控振荡器180的输出的多级分频器340。在该实施例中，采样电路系统320对来自分频器340每一级的输出状态进行采样，并且被配置为以低于受控振荡器的频率的采样频率对分频器340的输出状态进行子采样。数字处理单元330被配置为基于已采样状态来计算振荡器的频率偏移，并基于频率偏移来生成控制信号以对振荡器180的频率进行调谐。
37.将参考图4来描述在频率检测器200、300中执行的用于对受控振荡器的频率进行测量和调谐的方法。该方法包括以下动作。
38.动作410
39.采样电路系统220、320以低于受控振荡器的频率的采样频率对受控振荡器180的状态进行子采样。
40.为了消除对以全rf频率操作的耗电多的分频器的需要，频率检测是基于对振荡器状态进行子采样。不幸的是，子采样反而产生混叠问题，因此，不同的振荡器频率将生成相同的被子采样的信号。
41.为了能够相互区分具有相同的被子采样的信号的振荡器频率，可以执行在不同采样频率下的子采样。因此，采样电路系统220可以被配置为以两个或更多个采样频率对受控振荡器的输出状态进行子采样，并且所有采样频率低于受控振荡器的频率。
42.使用不同采样频率的替代方法是通过暂时操作rf分频器340并采样其状态来解决混叠问题，如图3所示。可以使用最简单的可能分频器，例如，级联的二分频电路。这导致最小的功率开销，尤其是因为分频器340仅在一小段时间内可以被使用。
43.采样频率可以例如在脉冲发生器210、310中通过相对低频率pll来被生成，这种pll以低于rf超过一个数量级的频率操作。因此，与rf pll相比，这些pll的功率非常低。
44.动作420
45.在振荡器状态被采样和数字化之后，已采样状态被输入到数字处理单元230、330。在数字处理单元230、330中，计算每个相邻已采样状态对之间的状态差。
46.对于环形振荡器，这可以通过对数字状态进行采样来实现，其中每个电路节点或每一级1位。然后，计算从前一个样本的状态变化，从而提供对距采样频率的最近的谐波的瞬时频率偏移的测量。注意，该最近的谐波的编号是未知的，因此，绝对频率是不明确的，这产生混叠问题。通过用不同的采样频率来执行频率测量，与使用相同幅度的单一采样频率相比，可以在更宽的频率范围内唯一地区分不同的振荡器频率。
47.为了示出根据本文的实施例的频率检测的原理和步骤或动作，已经使用如图2和图3中所示的三级环形振荡器180来对在2.45ghz ism频带中操作的唤醒接收机进行了仿真。
48.然后，振荡器180将在输出lo1、lo2、lo3处循环经过六个不同的数字状态101、001、011、010、110、100。振荡器180将在1/2.45ghz＝408ps中通过六个状态完成一个循环，每个状态将持续408ps/6＝68ps。仿真结果在图5中被示出。在这种情况下，状态总数是6。
49.前三个状态曲线是来自环形振荡器180的每一级的输出状态lo1、lo2、lo3。然后，在振荡器180的不同输出处的已采样数字状态(在图3中用“sampl_lo1”、“sampl_lo2”和“sampl_lo3”指示)被用于评估距最近的采样频率谐波的偏移频率。这通过计算状态差来实现。通过基于每个已采样状态在状态序列中的位置而将每个已采样状态转换成状态编号并从当前状态编号减去前一状态编号，可以执行该计算。
50.例如，第一步可以是根据六个状态在状态序列中的位置，将六个状态转换成范围从0到5的状态编号，如图5中用“状态”指示。例如，振荡器输出循环经过的不同数字状态：“101，001，011，010，110，100”在图5中分别被赋予编号0到5。状态“100”被赋予编号5，而状态101被赋予编号0。然后，从当前样本状态编号减去前一样本状态编号。减法结果在图5中用“state_diff”来指示。如果没有状态变化，则状态差将是零，并且该结果表明振荡器频率等于采样频率的谐波。如果差等于1，则振荡器相位提前了一个状态，表明振荡器频率比采样频率的谐波高1/6采样频率。如果差是
‑
1，则振荡器频率比采样频率的谐波低1/6采样频率6，等等。
51.如果状态差等于3或
‑
3，则不可能判断振荡器频率是比最近的谐波高还是低1/2采样频率，因为它位于两个谐波的中间，因此它低于一个但高于另一个。然而，这只是暂时的，一段时间内的状态差的平均值将偏向一侧。也就是说，状态差平均值可以表示距采样频率的某一谐波的频率偏移。平均值还将提供增加的频率估计精度。
52.因此，根据本文的一些实施例，该方法还可以包括对一段时间内的状态差求平均。
53.类似于上述的模糊状态，可能存在一些错误的状态差，这些错误的状态差与其他的状态差相比，提供距采样频率的不同的谐波的振荡器频率偏移。在计算平均值之前，需要校正或跳过这些模糊或错误的状态差。
54.根据本文的一些实施例，该方法还可以包括校正一些状态差，以使得所有状态差表示距采样频率的同一谐波的频率偏移。
55.有两种纠错可能性。首先介绍“平均值”和“初始平均值”这两个术语并解释它们之间的区别。“初始平均值”是在初始采样周期内的前几个样本的状态差的平均值，“平均值”是在整个采样周期内的所有样本的状态差的平均值。
56.在此的实施例的目的是计算已采样状态差的平均值，并且基于该平均值来减去振荡器的频率并对其进行校正。为了能够校正错误的样本，想法是对前几个样本的时段的状态差求平均以获得“初始平均值”，然后基于该“初始平均值”，决定保留样本还是拒绝样本。同时，对整个采样周期的全部样本求平均，以得到整体“平均值”(其与“初始平均值”不同)。
57.一种校正或跳过状态差的方法是将每个新的状态差与“初始平均值”进行比较。如果它与“初始平均值”相差 /
‑
1，则跳过或不计数。也就是说，被跳过的状态差是不被包括在[初始平均值
‑
1，初始平均值 1]范围内的那些状态差，否则，该状态差被保留并计入“平均值”。例如，如果初始平均值是0，则保留的值是在[
‑
1，1]范围内的状态差。
[0058]
如果下一个状态差是正确的，则可以校正错误的状态差。例如，对于初始平均值1来说，如果前一个状态编号是0，当前的错误状态编号是2，并且下一个正确的状态编号是2，则状态差先是2再是0，当状态差2和0都被保留时，平均值是1。所得到的平均值与存在均等于1的两个正确的状态差的情形相同，其中正确的状态编号会是0、1、2。
[0059]
注意，不将某些样本计入“平均值”也可能引入错误，从而导致频率检测的精度降
低。
[0060]
校正或跳过状态差的另一种方法是将状态差设置为零或者通过加上或减去某个状态编号来校正它。例如，可以只是将 /
‑
3的模糊状态差设置为零，以便在计算初始平均值时让其他样本决定符号。一旦知道符号，则可以设置大小为3的状态差的符号。
[0061]
另一个问题是环绕(wrap
‑
around)，例如，从状态编号5移动到状态编号0给出结果状态差是
‑
5，而它应当是1，因为状态编号5到状态编号0领先一个状态。进一步地，从状态编号0移动到状态编号5给出结果状态差是5，而它应当是
‑
1。为了解决这个问题，小于
‑
6/2＝
‑
3(即状态总数6除以2的负值)的状态差结果应当被加上6，而大于6/2＝3(即状态总数6除以2)的状态差结果应当被减去6。也就是说，一些状态差需要对环绕进行补偿。
[0062]
因此，根据本文的一些实施例，该方法还可以包括通过以下操作来环绕一些状态差：如果状态差高于状态总数除以2，则从该状态差减去表示状态总数的数字；或者如果状态差小于状态总数除以2的负数，则对该状态差加上表示状态总数的数字。
[0063]
第二种纠错方式可以是保留会被随后的状态差自动校正的状态差。也就是说，保留被包括在[初始平均值
‑
n，初始平均值 n]范围内的状态差，其中n可以大于1，但n具有受环绕限制的最大值：nmax＝max_state_difference
‑
|initial_average|，其中|initial_average|是初始平均值的绝对值，max_state_difference是状态差的最大值并等于状态总数除以2。例如，在对三级环形振荡器输出进行采样的情况下，状态总数是6，max_state_difference是3，在对m分频器进行采样的情况下，状态总数是m，max_state_difference＝m/2。当n超过该最大值时，第一个或第二个状态差会被环绕，这导致将
‑
6或 6加到平均值，并因此为其添加错误。
[0064]
被跳过的状态差是未被包括在[初始平均值
‑
max_state_difference |初始平均值|，初始平均值 max_state_difference
‑
|初始平均值|]范围内的那些状态差，例如，对于初始平均值0，范围是[
‑
3，3]。在该范围内而不在[初始平均值 1，初始平均值
‑
1](即[
‑
1，1])范围内的状态差是被保留的错误，因为除了在第二个状态差也是错误的情况之外，下一个状态差将对它们进行校正。
[0065]
例如，对于初始平均值2，被保留的状态差范围是[1，3]。下面的示例示出一种情况，其中如果保留在[初始平均值
‑
max_state_difference |初始平均值|，初始平均值 max_state_difference
‑
|初始平均值|]范围以外的错误状态差，则对错误进行平均。与在正确状态(即0、2、4)的情况下平均值会具有值2相比，如果前一个状态编号是0，当前的错误状态编号是4，下一个正确的状态编号是4，则状态差首先是
‑
2，因为状态差 4会被环绕成
‑
2，然后状态差是0，导致平均值是
‑
1。
[0066]
为了进一步并包括更多先前跳过的状态差，即那些不在[初始平均值
‑
max_state_difference |initial_average|，初始平均值 max_state_difference
‑
|initial_average|]范围内的状态差，如果状态差是正，则可以加上
‑
6，而如果它是负，则可以加上 6，或者如果有m个状态，则可以加上 /
‑
m，并且如果它还在范围内，则保留该值。这对环绕进行了补偿，从而避免跳过关于与状态差平均值不同的谐波的状态差。
[0067]
该校正后的状态差在图5中用“corr_state_diff”指示。
[0068]
为了获得更高的频率检测分辨率，然后对得到的校正状态差求平均以得到在图5中用“state_diff_avrg”指示的状态差平均值。假设在1μs内求平均而没有未校正错误，那
么相位误差在1μs中将是最大1/3周期，即120度，对应于0.33mhz。平均而言，绝对频率误差将是该频率的大约1/2，即160khz。平均时间越长，频率误差就越低，但运算也越慢。使振荡器具有更多相位或者采用提供更高分辨率的模数转换器也将降低频率误差。对于唤醒接收机应用而言，由于160khz的量化而产生的频率误差是可以接受的。
[0069]
动作430
[0070]
数字处理单元230、330基于状态差来估计频率偏移。
[0071]
然后，表示频率偏移样本的这些状态差被过滤或求平均，并被用于估计振荡器偏移频率。
[0072]
数字处理单元230、330可以使用查找表来估计频率偏移，该查找表包含具有对应频率偏移的状态差平均值的列表。
[0073]
还可以通过将状态差之和与常数相乘来计算频率偏移。可以基于采样频率和对状态差求平均的时间段来确定该常数。
[0074]
动作440
[0075]
数字处理单元230、330基于频率偏移来生成控制信号。
[0076]
然后，使用该控制信号来锁定环路或校准振荡器。
[0077]
动作450
[0078]
数字处理单元230、330基于控制信号来对受控振荡器的频率进行调谐。
[0079]
频率模糊的问题在所有采样系统中都很麻烦。如上所讨论的，根据本文的实施例的方法通过使用多个采样频率来解决该问题。这可以被使用，因为振荡器的输出信号具有缓慢变化的频率。因此，振荡器首先用一个采样频率进行测量，然后用另一个采样频率进行测量，假设振荡器的频率在两个采样周期内基本相同。假设振荡器频率是2.450ghz，并且它首先以98mhz进行采样，从而产生距第25次谐波零偏移频率。然后它以70mhz被采样，也产生零偏移频率，但现在是距第35次谐波。在这两个采样频率处也都产生零偏移频率的相邻频率与2.450ghz相距490mhz。除非振荡器的调谐范围高于490mhz，否则采用这些采样频率不会出现混叠问题。注意，在调谐范围小于960mhz并且调谐范围以2.45gh为中心的情况下，也不会看到混叠问题。
[0080]
如果可以容忍极简rf分频器的功耗，则可以避免两个不同采样频率之间的切换。然后，可以使用单个采样频率，通过将振荡器输出除以例如8(如图3所示)来解决采样频率混叠。这样，当使用已采样分频器输出状态时，两个采样混叠之间的频率范围被乘以8。因此，仅使用在100mhz的单一采样频率将产生800mhz的无混叠振荡器频率检测范围。
[0081]
图6示出了频率检测器300的仿真结果。前三个状态曲线div1、div2、div3分别是除以2、4和8的输出状态。分频器的3个已采样输出(即除以2、4和8)在图5中分别用“sampl_div1”、“sampl_div2”和“sampl_div3”来指示。分频器的3个已采样输出将循环通过8个状态，编号从0到7，在图6中用“状态”来指示。类似地，对于振荡器的输出，通过从前一状态减去当前状态来计算状态差。减法结果在图6中用“state_diff”来指示。然后，通过考虑环绕来校正“state_diff”。该校正后的状态差在图6中用“corr_state_diff”来指示，然后对其进行过滤或平均以获得高频检测分辨率。在这种情况下的量化错误将是最多4个周期。然后，如果在4μs内对该状态差求平均，则最大频率误差是1mhz。
[0082]
例如，如果想要使用100mhz的采样频率来将rf振荡器频率锁定在2.45ghz，则偏移
频率应当等于6.25mhz，因为振荡器频率2.45ghz除以8是306.25mhz。因此，相邻的混叠频率是1.65ghz和3.25ghz，因为除以8的频率是206.25mhz和406.25mhz。这些相邻的混叠频率距离2.45ghz足够远而在振荡器的频率调谐范围以外，该频率调谐范围应当覆盖存在工艺、电压和温度(pvt)变化的频带。然后，可以使用存储器来校正工艺变化，该存储器在下次要生成相同频率时重新使用相同的振荡器控制信号或字，或者可以在被存储在表中的先前生成的频率之间使用内插。这可以用于减少改变本地振荡器频率所需的时间。
[0083]
为了实现最低功耗，可以使用异步分频器。不幸的是，这种分频器在表示其状态的信号转换之间存在延迟。在某些采样时刻，直接对这些信号进行采样会导致错误的状态观察，这可破坏频率检测。一种解决方案是使用同步分频器或计数器。如图7中所示，同步分频器的输出的转换都发生在同一时刻，这解决了问题，但代价是功耗更高：
[0084]
·
2.45ghz时钟的同步分频器功耗是：8.5μw
[0085]
·
2.45ghz时钟的异步分频器功耗是：4.4μw
[0086]
另一种解决方案可以是使用延迟单元来对异步分频器输出进行同步。如果这些延迟单元被用于分频器输出，则它们的功耗可能会高，并且相对同步分频器的功率降低优势可能受到限制。为了进一步降低功耗，可以如图8中所示地使用延迟单元来延迟采样信号。该采样信号频率是100mhz，远低于分频器的三个输出1.2ghz、600mhz和300mhz，导致很少的功耗。对延迟单元进行调谐，以匹配不同的异步分频器输出之间的定时延迟。
[0087]
为了进一步降低功耗，可以在锁频环稳定之后关闭分频器。然后替代地对振荡器输出进行采样，以提高频率精度并降低功耗。然后，锁频环能够跟踪并抵消由于电源电压和温度变化引起的振荡器频率变化。
[0088]
用低频pll生成采样时钟是可行的，因为在该频率范围内的分频器在现代硅技术中可以以极低的功耗实现。例如，在28nm fdsoi技术中报告了工作在32mhz的10级分频器链，其功耗是28nw。
[0089]
图9示出了根据本文的实施例的频率生成电路系统900。如图2、图3和图8中所示，频率生成电路系统900包括受控振荡器910和根据本文的实施例的频率检测器fd 200、300、800。受控振荡器910可以是多级环形振荡器，并且采样电路系统被配置为在每一级的输出处对环形振荡器的状态进行子采样。
[0090]
如上所述，频率检测器200、300、800中的采样电路系统sc 920可以包括两个或更多个采样电路sc1、sc2，并且同时以两个或更多个采样频率f1、f2在受控振荡器的输出处对受控振荡器910的状态进行子采样。具有不同频率的采样脉冲可以由脉冲生成电路pg 930生成。
[0091]
频率检测器200、300、800可以以两个采样频率f1、f2在受控振荡器910的输出处一次一个地对受控振荡器的状态进行子采样。
[0092]
频率检测器200、300、800可以在被连接到受控振荡器910的多级分频器div 940的输出处对受控振荡器的状态进行子采样。
[0093]
振荡器910的频率检测和校准可以不连续地或周期性地执行。基于所估计的频率偏移，可以在对被连接到受控振荡器910的多级分频器940的输出进行子采样和对受控振荡器910的输出进行子采样之间交替地执行子采样。
[0094]
数字处理单元dpu 950处理已采样状态，基于已采样状态来计算振荡器910的频率
偏移，并且基于该频率偏移来生成控制信号以对振荡器910的频率进行调谐。
[0095]
频率检测器200、300、800和频率生成电路系统900可以被用于各种集成电路、电子电路、设备或装置中。图10示出了电子设备1000的框图。电子设备1000包括频率生成电路系统fgc 900，fgc 900包括根据本文的实施例的频率检测器fd 200、300、800。电子设备1000可以是接收机、发射机或收发机。电子设备1000可以包括其他单元，其中示出了存储器1020、处理单元1030。
[0096]
总而言之，本文中的实施例提供了用于在超低功率唤醒接收机中对本地振荡器频率进行数字频率测量、校准和锁定的技术，其中传统的pll会太耗电。较低频率pll被用于提供准确的采样脉冲。然后，频率测量是基于对振荡器的状态进行子采样。可以使用多个采样频率来解决混叠问题，而无需采用高采样频率。作为替代，可以暂时使用简单的rf分频器，例如除以8。这也将消除振荡器调谐范围内部的混叠。振荡器频率是通过对频率样本进行过滤或求平均来估计的，这些频率样本被计算为振荡器和/或分频器的相位状态差。该技术可用于全数字锁频环(adfll)，或用于振荡器频率校准。数字实现在算法和操作模式方面提供了高度的灵活性。
[0097]
本领域技术人员将理解，根据本文的实施例的频率检测器200、300、800和频率生成电路系统900可以通过任何半导体技术来实现，例如，双极、nmos、pmos、cmos或微机电系统(mems)技术等。
[0098]
词语“包括”或“包含”在本文中使用时应被解释为非限制性的，即意思是“至少由
……
组成”。
[0099]
本文的实施例不限于上述优选实施例。可以使用各种替代、修改和等效物。因此，上述实施例不应被视为限制本发明的范围，本发明的范围由所附权利要求限定。