一种高增益非隔离DC-DC变换电路的制作方法

一种高增益非隔离dc
‑
dc变换电路
技术领域
1.本实用新型涉及dc
‑
dc(直流
‑
直流)变换电路。


背景技术：

2.在光伏发电系统中由于光伏电池的输出电压较低，即使采用光伏电池串并联也难以满足并网的要求，同时，光伏电池p
‑
v输出特性，需要dc
‑
dc变换器来实现直流电压升压和实现mppt(最大功率点跟踪)，为后级逆变器向电网输出最大的稳定可靠的电能。由于boost(升压斩波)变换器的开关管电压应力为输出电压，输出电压较高时，开关管的电压应力较大。传统的boost变换器的电压增益比较低，实现高增益时通过增大占空比，将造成开关管损耗增加、纹波系数较大以及产生较高的峰值电压，同时会严重的影响二极管的反向恢复性能。


技术实现要素：

3.本实用新型的目的在于提供一种高增益非隔离dc
‑
dc变换电路，增大电压增益、减少开关应力，并具有输入电流纹波小和输出电压纹波小的特点。
4.实现上述目的的技术方案是：
5.一种高增益非隔离dc
‑
dc变换电路，接电源，包括：第三至第八二极管、第二至第八电容、第三电感、第四电感、第一开关管、第二开关管、电阻和增压电路；
6.所述电源、增压电路、第五二极管、第六二极管、电阻、第七二极管和第八二极管依次串联并构成回路；
7.所述电源、第三二极管、第四电感和第一开关管依次串联并构成回路；
8.所述电源、第三电感、第四二极管和第一开关管依次串联并构成回路，并且所述第四二极管和所述第四电感连接所述第一开关管的同一端；
9.所述第二电容一端连接所述第三二极管和第四电感的相接端，另一端连接所述第三电感和第四二极管的相接端；
10.所述第三电容和第四电容的串联支路的两端分别连接所述第五二极管和第六二极管的相接端，以及所述第七二极管和第八二极管的相接端；
11.所述第五电容和第六电容的串联支路与所述电阻并联；
12.所述第二开关管的两端分别连接所述增压单元与所述第五二极管的相接端，以及所述第八二极管和所述电源的相接端；
13.所述增压单元与所述第五二极管的相接端连接所述第五电容和第六电容的相接端；
14.所述第四电感和所述第四二极管的相接端连接所述第三电容和第四电容的相接端。
15.优选的，所述电源的正极连接所述增压电路，所述第五二极管的阴极连接所述第六二极管的阳极，所述第七二极管的阴极连接所述第八二极管的阳极；
16.所述电源的正极连接所述第三二极管的阳极；
17.所述第三电感的一端连接所述电源的正极，另一端连接所述第四二极管的阳极。
18.优选的，所述增压电路包括：第一电容、第一电感、第二电感、第一二极管和第二二极管，
19.所述第一二极管的阳极连接所述电源正极，阴极通过所述第二电感连接所述第五二极管；
20.所述第二二极管的阳极通过所述第一电感连接所述电源正极，阴极连接所述第五二极管；
21.所述第一电容的一端连接所述第一二极管和第二电感的相接端，另一端连接所述第一电感和所述第二二极管的相接端。
22.优选的，所述第一开关管和第二开关管均为nmos管，所述第一开关管和第二开关管各自的源极均接所述电源的负极；所述第一开关管的漏极接所述第四二极管和所述第四电感；所述第二开关管的漏极接所述增压单元与所述第五二极管的相接端。
23.本实用新型的有益效果是：本实用新型利用电感电容并联充电、串联放电的性质形成一个增压单元，再采用交错结构，使电压增益能够达到传统boost变压器增益的8倍，避免了极限占空比的使用，减小了开关损耗，非常适用于光伏发电。同时，开关管的电压应力和二极管的电压应力极大的降低。其中开关管的电压应力只有输出电压的1/4，二极管的电压应力最高只有输出电压的1/2，在占空比d＝0.6的情况下，二极管电压应力最低只有输出电压的1/10。较低的开关应力，可以采用低耐压的开关管和二极管，有效的降低了开关损耗和减小了成本。并且输入电流的纹波很低，输出电压纹波也很低。
附图说明
24.图1是本实用新型的高增益非隔离dc
‑
dc变换电路的电路图；
25.图2是本实用新型的dc
‑
dc变换电路主要工作波形图；
26.图3是本实用新型的dc
‑
dc变换电路的第一工作模态图；
27.图4是本实用新型的dc
‑
dc变换电路的第二工作模态图；
28.图5是本实用新型的dc
‑
dc变换电路的第三工作模态图。
具体实施方式
29.下面将结合附图对本实用新型作进一步说明。
30.请参阅图1，本实用新型的高增益非隔离dc
‑
dc变换电路，接电源uin，包括：第一至第八二极管d1
‑
d8、第一至第八电容c1
‑
d8、第一电感l11、第二电感l12、第三电感l21、第四电感l22、第一开关管s1、第二开关管s2、电阻r和增压电路100。增压电路100包括：第一电容c1、第一电感l11、第二电感l12、第一二极管d1和第二二极管d2。
31.电源uin、增压电路100、第五二极管d5、第六二极管d6、电阻r、第七二极管d7和第八二极管d8依次串联并构成回路。电源uin、第三二极管d3、第四电感l22和第一开关管s1依次串联并构成回路。电源uin、第三电感l21、第四二极管d4和第一开关s1管依次串联并构成回路，并且第四二极管d4和第四电感l22连接第一开关管s1的同一端。
32.第二电容c2一端连接第三二极管d3和第四电感l22的相接端，另一端连接所述第
三电感l21和第四二极管d4的相接端。第三电容c3和第四电容c4的串联支路的两端分别连接第五二极管d5和第六二极管d6的相接端，以及连接第七二极管d7和第八二极管d8的相接端。第五电容c5和第六电容c6的串联支路与电阻r并联。
33.第二开关管s2的两端分别连接增压单元100与第五二极管d5的相接端，以及第八二极管d8和所述电源uin的相接端。增压单元100与所述第五二极管d5的相接端连接所述第五电容c5和第六电容c6的相接端。第四电感l22和所述第四二极管d4的相接端连接第三电容c3和第四电容c4的相接端。
34.电源uin的正极连接所述增压电路100，第五二极管d5的阴极连接第六二极管d6的阳极，所述第七二极管d7的阴极连接所述第八二极管d8的阳极。电源uin的正极连接所述第三二极管d3的阳极。第三电感l21的一端连接所述电源uin的正极，另一端连接所述第四二极管d4的阳极。
35.第一二极管d1的阳极连接所述电源uin正极，阴极通过所述第二电感l12连接所述第五二极管d5。第二二极管d2的阳极通过所述第一电感l11连接所述电源uin正极，阴极连接所述第五二极管d5。第一电容c1的一端连接所述第一二极管d1和第二电感l12的相接端，另一端连接所述第一电感l11和所述第二二极管d2的相接端。
36.第一开关管s1和第二开关管s2均为nmos管，所述第一开关管s1和第二开关管s2各自的源极均接所述电源uin的负极；所述第一开关管s1的漏极接所述第四二极管d4和所述第四电感l22；所述第二开关管s2的漏极接所述增压单元100与所述第五二极管d5的相接端。
37.假设：开关管和各二极管导通压降为零，忽略开关管和二极管的寄生电阻和电容的影响。电容足够大，四个电容值相同，电路工作在连续模式(ccm)下，第一开关管s1与第二开关管s2的周期设为t，占空比为d，不考虑开关管寄生参数时电路主要有三种工作模态，其主要的工作波形如图2所示。图2中，us1、us2为开关管s1、s2关断时所承受的电压。il11、il12、il21、il22分别为四个电感中电流。t1
‑
t4为时间点。
38.工作原理：
39.工作模态1[t1
‑
t2]:开关管s1与s2同时导通，此时二极管d1、d2、d3、d4处于正向导通状态，二极管d5、d6、d7、d8处于反向截止状态。在输入电压uin的作用下，电感l11、l12、l21、l22和电容c1、c2六个回路并联充电。电感l11、l12、l21、l22的电流线性上升，电容c1、c2电压线性上升。电容c3、c4的电压无变化，电容c5、c6向负载r供电，此时的输出电压u0下降，一直持续到s1的关断信号到来，即t2时刻，此工作模态结束。工作模态1的工作电路如图3所示。
[0040]
由于电感l11＝l12＝l21＝l22相同，开关管s1与s2同时导通时，电感l11、l12、l21、l22的电流变化一样，可得式(1)(2)。
[0041][0042]
u
c1
＝u
c2
＝u
in
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(2)
[0043]
其中，di11/dt表示电感l11的电流变化，di12/dt表示电感l12的电流变化，di21/dt表示电感l21的电流变化，di22/dt表示电感l2的电流变化。
[0044]
工作模态2[t2
‑
t3]:开关管s1关断，s2导通。此时二极管d1、d2、d6、d8处于正向导
通状态，二极管d3、d4、d5、d7处于反向截止状态。在输入电压uin的作用下，电感l11、l12与电容c1三个回路并联充电。电感l11、l12的电流线性上升，电容c1的电压线性上升，uin、l21、c2、l22、c4、d8组成一个回路，uin、l21、c2、l22、c3、d6、c5、s2组成一个回路，uin、l21、c2、l22、c3、d6、c5、r、c6、s2组成一个回路。电感l11、l12此工作模态下释放能量，电感l11、l12的电流下降，电容c2、c3、c6处于放电状态，电容c2、c3、c6的电压下降，电容c4、c5处于充电状态，电容c4、c5的电压上升。此时的输出电压u0上升，一直持续到s2关断信号到来，即t3时刻，此工作模态结束。工作模态2的工作电路如图4所示。
[0045]
由于l11＝l12＝l21＝l22相同，开关管s1关断，s2导通时。电感l11、l12的电流变化一样，电感l21、l22的电流变化一样，可以推导出下列方程。
[0046][0047][0048][0049]
其中，uc3、uc4、uc5分别为电容c3、c4、c5电压。
[0050]
工作模态3[t3
‑
t4]:开关管s1导通，s2关断。此时二极管d3、d4、d5、d7处于正向导通状态，二极管d1、d2、d6、d8处于反向截止状态。在输入电压uin的作用下，电感l21、l22与电容c2三个回路并联充电。电感l21、l22的电流线性上升，电容c2的电压线性上升，uin、l11、c1、l12、d5、c3、s1组成一个回路，uin、l11、c1、l12、c5、c6、d7、c4、s1组成一个回路，uin、l11、c1、l12、c5、r、d7、c4、s1组成一个回路。电感l21、l22此工作模态下释放能量，电感l21、l22电流下降，电容c1、c4、c5处于放电状态，电容c1、c4、c5的电压下降，电容c3、c6处于充电状态，电容c3、c6的电压上升。此时的输出电压u0上升，一直持续到t4时刻，此工作模态结束，然后又回到工作模态1。工作模态3的工作电路如图5所示。
[0051]
由于l11＝l12＝l21＝l22相同，开关管s1关断，s2导通时。电感l11、l12的电流变化一样，电感l21、l22的电流变化一样，可以推导出下列方程。
[0052][0053][0054][0055]
得：
[0056]
2u
in
d＝(u
c3
‑
2u
in
)(1
‑
d)
ꢀꢀꢀꢀ
(9)
[0057]
2u
in
d＝(u
c6
‑
u
c4
‑
2u
in
)(1
‑
d)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(10)
[0058]
根据稳态时l21、l22电感伏秒平衡原理可得：
[0059]
2u
in
d＝(u
c4
‑
2u
in
)(1
‑
d)
ꢀꢀꢀꢀꢀ
(11)
[0060]
2u
in
d＝(u
c5
‑
u
c3
‑
2u
in
)(1
‑
d)
ꢀꢀꢀꢀꢀ
(12)
[0061]
由式子(1)
‑
(4)可得：
[0062][0063][0064][0065]
所以电压增益为：
[0066][0067]
从而，能够在占空比较小的情况下实现较高增益，有效的减少了开关损耗，有效的抑制较高的峰值电压产生，有效的使二极管的反向恢复性能增强。
[0068]
开关管关断时，开关器件电压应力为：
[0069][0070][0071][0072][0073][0074][0075]
其中，ul11为电感l11电压，ul12为电感l12电压，ul21为电感l21电压，ul22为电感l22电压。
[0076]
开关管s1或s2其中一个关断时，一个导通时，二极管的电压应力为：
[0077][0078][0079][0080][0081]
开关管s1或s2同时导通时，二极管的电压应力为：
[0082][0083]
[0084][0085][0086]
二极管d5
‑
d8的电压应力取较大值，即：
[0087][0088][0089]
式(17)(18)中的us1、us2为开关管s1、s2关断时所承受的电压，式(19)
‑
(22)中的ud1
‑
ud4为二极管d1
‑
d4的反向承受电压，式(31)(32)中的ud5
‑
ud8为二极管d5
‑
d8的反向承受电压。
[0090]
因此，占空比相同的情况下，与传统boos相比，本技术电压增益高，开关管与二极管的电压应力更低，有效的减少了开关损耗，提高了变换器传输效率。
[0091]
根据公式(1)(3)(6)可知，电感电流的纹波与输入电压、占空比和开关管频率有关，四个电感值取值一样，结构对称，则四个电感值的纹波一致。
[0092][0093]
其中uin为输入电压，d为占空比，l为电感值，f为开关管频率。
[0094]
本技术中电压增益是传统boost变换器电压增益的8倍，导致仅需要低占空比就能升压到所需电压，同时本文所设计的变换器的开关管频率为100khz，开关管频率较高，根据公式(33)可知，占空比越低，开关管的频率越高，电感电流的纹波越小。所以本技术的电感电流纹波相对于一般的非隔离高增益dc
‑
dc变换器的电感电流纹波较小。
[0095]
综上，本实用新型克服了传统上的boost变换器电压增益低和开关应力大的缺点。电压增益是传统boost变换器电压增益的8倍，避免了极限占空比的使用，减小了开关损耗，非常适用于光伏发电。与多数高增益dc
‑
dc变换器的拓扑结构相比，开关管的电压应力和二极管的电压应力极大的降低。其中开关管的电压应力只有输出电压的1/4，二极管的电压应力最高只有输出电压的1/2，在本文中，占空比d＝0.6的情况下，二极管电压应力最低只有输出电压的1/10。较低的开关应力，可以采用低耐压的开关管和二极管，有效的降低了开关损耗和减小了成本。并且输入电流的纹波很低，输出电压纹波也很低。
[0096]
以上实施例仅供说明本实用新型之用，而非对本实用新型的限制，有关技术领域的技术人员，在不脱离本实用新型的精神和范围的情况下，还可以作出各种变换或变型，因此所有等同的技术方案也应该属于本实用新型的范畴，应由各权利要求所限定。