一种W波段频率综合器及其应用

本发明涉及集成电路领域，特别是一种w波段频率综合器及其应用。

背景技术：

1、通信系统对超高频的频率信号具有更广泛的需求；然而，在目前的技术水平下，设计出能够直接在w波段实现低噪声、宽调谐范围、可数字控制的振荡器和锁相环反馈链路仍然非常困难。w波段对应约75 ghz至110 ghz，电感、变压器、调谐电容阵列和走线寄生的损耗显著增加，无源器件品质因数（quality factor, q factor）下降会直接抬高振荡器相位噪声（phase noise, pn）。如果采用直接w波段全数字锁相环，还需要让反馈分频链在约100ghz附近工作，多级高速分频器会带来锁定范围变窄、额外噪声累积和功耗增加。对于需要多频点覆盖的通信和雷达系统，单纯把传统锁相环频率推高，往往会同时牺牲相位噪声、功耗和可实现性。

2、传统多相位倍频方案在较低毫米波频段可以依赖接近轨到轨的方波边沿进行合成，但在w波段时，cmos晶体管的驱动能力和边沿速度难以支撑理想方波。若继续使用传统大相位间隔的边沿合成方式，两路输入真正同时有效的时间窗口很短，生成的脉冲摆幅降低，四次谐波分量不足，输出功率和效率随之恶化。若改用级联二倍频器，虽然实现路径直观，但会带来更多级有源电路、更多匹配网络、更大的芯片面积和更多不希望出现的谐波成分，难以获得紧凑而高效的100 ghz输出。

3、w波段本振对频谱纯度的要求高，但参考杂散（reference spur）、非目标谐波和相位抖动很容易同时出现。通信系统中，本振相位噪声会抬高误差向量幅度并破坏高阶调制；雷达系统中，本振噪声会恶化近距离强反射目标旁边的弱目标检测能力；频率乘法链路中的基波、二次谐波和三次谐波残留还可能通过混频、泄漏或片上耦合进入收发通道，造成带外杂散和虚假谱线。因此，w波段频综不能只追求“能振到100 ghz”，还必须在低抖动、低参考杂散和高谐波抑制之间取得平衡。

4、面向6g通信、多输入多输出雷达（multiple-input multiple-output radar,mimo radar）和片上传感的w波段本振通常需要集成在较小芯片面积内，并且可能需要同时服务多个收发通道。若本振源面积大、功耗高或输出功率不足，系统级实现会被迫增加外部倍频器、放大器或复杂的本振分配网络，导致成本、封装难度和通道间一致性问题上升。特别是在相控阵、车载雷达和无人机雷达中，本振链路不只是单个电路模块，而是影响阵列规模、散热、同步、量产一致性和终端续航的系统瓶颈。

技术实现思路

1、为了解决现有w波段频率信号生成电路在相位噪声、功耗和调谐范围等方面的不足，本发明提供一种w波段频率综合器及其应用。

2、本发明提供的技术方案如下：

3、一种w波段频率综合器，其包括：多相位信号生成器、重叠增强型多倍频器、电流合成器和匹配网络。其中，多相位信号生成器用于生成2m路相位依次相差360°/2m（m＞1）且频率均为目标频点的1/m的正弦信号。重叠增强型多倍频器包括m个倍频单元；每个倍率单元包括2条数控延时线、2个低通滤波器、1个模拟与门和1个占空比调节器。多相位信号生成器输出的每两路相邻相位的正弦信号输入到其中一个倍频单元中；两路正弦信号在倍频单元中各自经一路数控延时线和低通滤波器进行相位补偿和低通滤波处理后，输入到模拟与门的两个输入端。模拟与门输出的合成信号输入到占空比调节器进行脉宽调节，进而得到一路窄脉冲信号。电流合成器用于对各个倍频单元输出的多路相位依此相差360°/m 的窄脉冲信号进行电流合成，得到频率为目标频点的融合信号icomb。匹配网络用于对融合信号进行阻抗匹配和谐波滤除，进而生成所需的w波段的振荡信号。

4、作为本发明进一步的改进，数控延时线包括6个反相器inv1~inv6和一个数控电容阵列。inv1~inv6依次级联构成一个反相器链；inv1的输入端作为数控延时线的输入端，inv6的输出端作为数控延时线的输出端。其中，从inv1到inv3的元件尺寸比为1:2:4；inv4到inv6的元件尺寸比也为1:2:4。

5、数控电容阵列包括多个电容值呈公比为2的等比排列的电容单元和传输门。每个电容单元的其中一端接地，另一端通过一个独立的传输门与inv3的输出端电连接。通过数控信号ctrl各位的码值控制各个传输门的导通状态，以调节连接至反相器链的电容单元的总电容值；进而改变反相器链上的输入信号与输出信号间的延时长度。

6、作为本发明进一步的改进，通过对每个倍频单元中的两路数控延时线的数控信号的码值进行优化调整，以使得输入到模拟与门的两路输入信号满足预设的相位关系。

7、作为本发明进一步的改进，低通滤波器包括反相器inv7、电阻r1和3个电容c1~c3。c1的一端作为低通滤波器的输入端，c1的另一端与r1的一端以及inv7的输入端电连接。inv7的输出端与r1的另一端以及c2的一端电连接；c2的另一端与c3的一端相连并作为低通滤波器的输出端；c3的另一端接地。

8、作为本发明进一步的改进，模拟与门包括2个电阻r1、r2，3个pmos管p1~p3和3个nmos管n1~n3。电路连接关系为：p1~p3的源级接vdd；r1的一端与p2、n1的栅极相连并作为模拟与门的其中一个输入端ina；r2的一端与p1、n2的栅极相连并作为模拟与门的另一个输入端inb；r1和r2的另一个输入端接偏置电压vb；p1、p2、n1的漏极与p3、n3的栅极相连；n1的源级接n2的漏极；n2、n3的源级接vss；p3、n3的漏极相连并作为模拟与门的输出端out；

9、作为本发明进一步的改进，占空比调节器采用由尺寸比为n:1（n＞1）的pmos管p4和nmos管n4构成的反相器；p4的源级接vdd；n4的源级接vss；p4和n4的栅极相连并作为占空比调节器的输入端；p4和n4的漏极相连并作为占空比调节器的输出端。

10、作为本发明进一步的改进，占空比调节器中的pmos管和nmos管的尺寸比作为第一调控参数；模拟与门连接的偏置电压的电压值作为第二调控参数，联合调整第一调控参数和第二调控参数，以使得任意倍频单元输出的窄脉冲信号的脉宽满足预设值。

11、作为本发明进一步的改进，电流合成器包括m+1个nmos管。各个倍频单元输出的m路相位依此相差360°/m的窄脉冲信号分别与其中的第1-第m个nmos管的栅极相连；第1-第m个nmos管的源级接vss；第1-第m个nmos管的漏极与第m+1个nmos管的源级相连；第m+1个nmos管的栅极接vdd，第m+1个nmos管的漏极作为icomb的输出端口。

12、作为本发明进一步的改进，电流合成器包括5个nmos管n51~n54以及n6；电路连接关系为：四个倍频单元输出的四路相位依此相差90°的窄脉冲信号分别与n51~n54的栅极相连；n51~n54的源级接vss；n51~n54的漏极与n6的源级向量；n6的栅极接vdd；n6的漏极作为icomb的输出端口。

13、作为本发明进一步的改进，匹配网络包括四个电感l4~l7和四个电容c4~c7；l4和c4的一端与电流合成器的输出端电连接；l4和c4的另一端接vdd；l4和l5构成第一互感电路。l5、c5、c6、l6的一端电连接；l5、c5、c6、l6的另一端电连接；l6和l7构成第二互感电路。l7和c7的一端相连并作为匹配网络的输出端vout；l7和c7的另一端接vss。

14、通过优化匹配网络中的各个电容的电容值、各个电感的电感值，以及两个互感电路的耦合率k1、k2；进而实现对输入阻抗与输出阻抗进行匹配。

15、作为本发明进一步的改进，匹配网络还包括由电感l8、l9和电容c8、c9构成的二次谐波陷波器。二次谐波陷波器的电路连接关系为：l8的一端与c8的一端电连接；l8的另一端与c5的一端电连接，c8的另一端接地；l9的一端与c9的一端电连接；l9的另一端与c5的另一端电连接，c9的另一端接地。

16、通过优化二次谐波陷波器中的各个电容的电容值和各个电感的电感值，以使得输出信号的谐波干扰满足预设值。

17、作为本发明进一步的改进，多相位信号生成器生成的各路正弦信号通过在版图上重叠式布线的差分传输线传输至所述重叠增强型多倍频器，进而使得各相位输出端的负载电容一致。

18、作为本发明进一步的改进，多相位信号生成器包括多输出的环形行波振荡器和电荷舵全数字锁相环；电荷舵全数字锁相环用于获取环形行波振荡器中参考节点的输出信号，并根据参考节点的输出信号的频率和相位生成用于调整环形行波振荡器中各个电容阵列的接入状态的控制信号，进而使得环形行波振荡器的各相位节点的输出信号锁定在预设频率。

19、作为本发明进一步的改进，多相位信号生成器用于生成8路相位依次相差45°且频率均为目标频点的1/4的正弦信号。

20、多输出的环形行波振荡器包括级联的两个环形行波振荡器。环形行波振荡器包含8个跨导元件gm并提供16个相位差依次为22.5°的相位节点。

21、从前级的环形行波振荡器中选择至少两个相位节点作为级联端口，将其与后级的环形行波振荡器的两个相位节点通过电容连接；进而使得后级的环形行波振荡器中对应位置的相位节点相比后级的环形行波振荡器延后22.5°。

22、将前级的环形行波振荡器中的0°、90°、180°和270°相位节点作为用于输出0°、90°、180°和270°相位的正弦信号的输出节点；将后级的环形行波振荡器中的22.5°、122.5°、202.5°和292.5°相位节点作为用于输出45°、135°、225°和315°相位的正弦信号的输出节点。

23、通过将两个环形行波振荡器进行级联，以使得提供的8个输出节点与重叠增强型多倍频器间的信号传输路径在版图上的空间部分具有对称性和相同的长度，进而使得环形行波振荡器输出的具有相同相位差的8路正弦信号在输入到重叠增强型多倍频器时，仍保持恒定的相位差。

24、本发明还包括一种如前述的w波段频率综合器在w波段传感系统、mimo雷达、量测平台、6g毫米波和亚太赫兹通信收发机中的应用，在上述器件中，w波段频率综合器用于提供位于w波段内的指定频点的振荡信号。

25、本发明具有如下有益效果：

26、1、本发明通过“约25 ghz锁定+四倍频输出”的系统架构，避免了直接构造和锁定w波段数字控制振荡器的高风险路径。环形行波振荡器（rotary traveling-waveoscillator, rtwo）工作在最终输出频率的四分之一附近，振荡回路中无源器件的损耗，调谐电容阵列的等效串联电阻和反馈分频链路的速度压力都比直接100 ghz方案低。电荷舵全数字锁相环只需围绕较低频率的rtwo闭环，反馈端不必引入长链路的w波段高速分频器，因此能减少分频器噪声累积、锁定范围受限和高频有源电路功耗增加等问题。最终输出虽然位于w波段，但锁相环的核心相位比较和频率控制动作发生在更容易实现的频段。这样做还能让频率调谐、数字控制和环路稳定性设计沿用较成熟的毫米波电路经验，降低版图寄生和器件模型误差对闭环行为的放大作用。换言之，本方案把难题拆分为“低噪声多相位产生”和“高效率四倍频合成”两个可分别优化的环节，使100 ghz附近频率综合在相位噪声、调谐范围、功耗和电路复杂度之间取得更稳健的折中。

27、2、本发明中的重叠增强型多倍频器采用相邻45度相位的重叠增强脉冲合成方式，提高了w波段四倍频链路的有效脉冲摆幅。传统135度间隔边沿合成依赖接近理想方波的快速翻转，在w波段会受到晶体管摆幅和转换速率限制，导致脉冲变窄甚至难以形成。本发明先用rtwo提供八相正弦信号，再让相邻45度信号进入模拟与门，使两路输入同时满足导通条件的时间更长，从源头上提高脉冲幅度。随后低通滤波器削弱高阶谐波带来的边沿畸变，占空比调节器把模拟与门输出的较宽脉冲压缩到更适合四倍频的窄脉冲，增强目标四次谐波成分。由于四倍频输出不是由多级二倍频器逐级推高，而是由四路经整形的脉冲直接电流合成得到，级间损耗、级间匹配和额外偏置电流都得到减少，输出端也更容易围绕目标频点设计匹配。四路窄脉冲经电流合成后输出w波段信号，并由匹配网络和二次谐波陷波器进一步抑制非目标成分。该路径既避免了级联倍频器的面积和功耗开销，又比普通多相位合成更适合w波段有限驱动能力的真实cmos条件。

28、3、本发明的技术方案能够同时改善相位噪声、参考杂散和谐波抑制，而不是只优化其中一个指标。其中，rtwo产生的八相均匀信号通过重叠传输线布线获得更接近一致的负载环境，减少各相位进入模拟与门之前的路径差异；数控延时线提供细微时序调节，用来补偿实际制造和版图引起的相位路径偏差；低通滤波器让模拟与门处理更接近基波的正弦信号，降低高阶谐波对门限导通时间的影响；占空比调节器则从占空比角度增强四次谐波并抑制不希望出现的频率分量。由于这些措施分别作用在相位路径一致性、输入波形纯净度、脉冲宽度和输出端频率选择上，非目标谐波不会只是在某一级被动衰减，而是在生成、整形和输出三个环节连续被压低。

29、4、本发明的技术方案在片上集成、输出功率和能效之间形成了较好的系统折中。对系统设计而言，这意味着单芯片内部即可完成从较低频率多相位振荡、锁相环控制、四倍频合成、谐波抑制到w波段输出的完整链路，不必依赖体积更大、功耗更高的外部倍频链路。由于输出端已经包含匹配网络和二次谐波陷波器，后级收发通道面对的是谱线更集中的本振信号，系统不需要再额外增加大量片外滤波或缓冲级来弥补本振质量，也能减少封装走线带来的额外损耗和不确定性。