一种无线功率传输系统

1.本发明总体上涉及一种无线功率传输系统。特别地，本发明涉及一种使用无线功率调制器的无线功率传输系统。


背景技术：

2.近年来，多接收器无线功率传输(wpt)系统的发展在消费电子、电动汽车和医疗设备等许多wpt应用中得到了推动。典型的多接收器wpt系统可包括单个或多个发射器电路、多个接收器电路、控制器、通信模块和负载。典型的三接收器wpt系统的示意图如附图1所示。发射器和接收器电路设计用于补偿线圈的漏感。负载可以是固定负载(纯电阻负载)或可变负载(带线性调节器或dc/dc调节器的负载)。控制器相互通信，以调节功率流、消除接收器线圈之间的不良耦合(即m
r1r2
和m
r2r3
)、交叉耦合(即m
t1r2
,m
t2r1
,m
t2r3
和m
t3r2
)以及发射器线圈之间的耦合(即m
t1t2
和m
t2t3
)。值得注意的是，对于基于单发射器多接收器wpt系统的应用，发射器线圈之间不存在交叉耦合。对于多发射器多接收器wpt系统，可通过特殊线圈设计消除发射器线圈之间的交叉耦合，如附图2和3所示。在附图2的示例中，采用了电磁线圈绕组，以降低模块化的wpt线圈之间的交叉耦合。在附图3的示例中，采用正交结构以完全消除发射器线圈之间的耦合。然而，在现有技术中，仍然缺乏有效的技术来消除接收器线圈之间的耦合，将严重影响多接收器wpt系统(例如，模块化wpt系统)用户端接收功率的独立控制。
3.当前在一些无线功率传输设计中，使用基于功率去耦(pd)技术的概念，该技术已在千兆赫兹微波应用中广泛采用，以减少天线端口之间的耦合。其示例之一包括由ernest j.wilkinson在1960年提出的功率分配器(如附图4所示)。威尔金森功率分配器可以解耦多个输出端口，同时在所有这些端口上保持匹配条件，使得波只能在输入和输出端口之间传播，从而减少对其他输出端口的影响或者对其它输出端口没有影响。然而，在微波应用中采用的现有pd技术不适用于wpt应用，因为wpt应用的充电功率范围从移动电话的5w到电动汽车的50kw。该技术不能用于wpt的原因包括：(i)这些千兆赫兹方法基于波传播原理，涉及与电源的阻抗匹配，不适用于当前wpt标准(如qi、a4wp和sae)中规定的20khz至100mhz的传输频率范围，这些标准中的相对低频操作在能量传输中不显示波特性；(ii)在微波pd技术中，需要将阻抗与电源匹配，这意味着使用了最大功率传输定理。现有技术表明，这种方法将在电源电阻中损失至少一半的输入功率，因此不适合大功率的wpt，因为系统能效永远不会超过50％；(iii)现代电力电子设备的开关速度无法达到千兆赫兹。这意味着没有低成本的解决方案来为wpt应用开发中功率或高功率千兆赫兹操作。


技术实现要素：

4.鉴于现有技术中的上述问题，为解决上述这些问题的全部或至少一者提出了本发明。
5.本发明中作为解耦手段的wpm与传统pd不同，传统pd为信号处理而设计，而本发明
提出的wpm是为功率调节而设计的。因此，传统的功率解耦器设计者可能关心信号的强度(即，si单位是db)，而wpm设计者只考虑系统功率(即si单位是w)。此外，wpm不仅仅是一个功率解耦器。它可以通过增加(或降低)感应线圈的磁通量来提高(或减弱)输出功率。
6.在本发明中，wpm由感应主导(inductive-dominant)谐振器实现，该谐振器可以改变接收机之间的互阻抗。“感应主导”的无线功率调制器系统意味着该谐振器的等效阻抗是纯感应的(inductive)或者感阻(inductive-resistive)的。阻性主导的无线功率调制器系统意味着谐振器的等效阻抗是纯阻性的。容性主导的无线功率调制器系统意味着谐振器的等效阻抗是纯容性的或容抗性的。
7.本发明中提供了具有wpm的无线功率传输系统。在该系统中，在一个20w、100khz的wpt系统上设置了两个led负载和一个wpm。另外，本发明中的wpm也适用于多个接收机在不属于波传播域的频率范围内工作的wpt系统。与系统控制和通信设备的传统功率调节方案相比，本发明的wpm的系统和方法至少在以下两个方面具有更高的可靠性和更低的成本优势：
8.1.目前在无线功率传输技术中广泛使用的点对点技术，即蓝牙通信和近场通信(nfc)，可能遭受通信延迟和报丢失。此外，其发射和接收设备会产生额外的费用。而本发发明的无线功率传输系统中采用的wpm是无通信的，因此具有更高的可靠性。
9.2.传统功率调节策略中使用的微控制器单元(mcu)比较昂贵，特别是对于工业科学医疗(ism)频段的wpt系统。而本发明中的无线功率传输系统中使用无源lc谐振器作为wpm，大大降低了系统的成本。
10.根据本发明的一方面，提供一种所述无线功率传输系统，包括：一个发射器单元，其被配置为将功率发送至接收器单元；多个接收器单元，其被配置为从所述发射器单元接收并转换功率，并将转换后的功率提供给负载；以及调制器单元，其被配置为对由所述接收器单元的输出功率进行调制而无需对所述发射器单元进行控制的控制单元，其中，所述调制器单元的谐振频率小于所述无线功率传输系统的工作频率。
11.根据本发明的无线功率传输系统，能够以独创性的构造实现对功率的调制，其大大降低了系统的成本，提高了系统的可靠性，并改善了功率的传输效率。
附图说明
12.为了更清楚地说明本技术实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本技术中记载的一些实施例，而对于本领域或普通技术人员来讲并非限制。
13.图1例示了现有技术中的典型三接收器的wpt系统的示意图。
14.图2例示了现有技术中的模块化wpt线圈的电磁开关线圈的示意图。
15.图3例示了现有技术中的正交三线圈wpt发射器的示意图。
16.图4例示了现有技术中的具有八个电阻器的威尔金森功率分配器的示意图。
17.图5例示了根据本发明实施例的利用多个wpm的无线功率传输系统的示意图。
18.图6例示了根据图5的无线功率传输系统的示意性电路图。
19.图7例示了本发明实施例的具有wpm的1tx-2rx无线功率传输系统的线圈布置的示例性布置。
20.图8a示出了本发明实施例的电流和感应电压的矢量图。
21.图8b示出了本发明实施例的电流和感应电压的矢量图
22.图9a例示了当未设置wpm时的磁通密度的分布示意图。
23.图9b例示了当wpm设置于第
①
位置时线圈之间的磁通密度的分布示意图。
24.图9c例示了当wpm设置于第
②
位置时线圈之间的磁通密度的分布示意图。
25.图9d例示了当wpm设置于第
③
位置时线圈之间的磁通密度的分布示意图。
26.图10例示了本发明实施例的-jz
o1o2
(或jz
o2o1
)相对于m
ro1mro2
的曲线。
27.图11例示了本发明实施例的在标称条件下-jz
o1o2
和m
ro1
相对于d4的曲线。
28.图12例示了本发明实施例的在wpm具有不同谐振频率时-jz
o1o2
相对于d4的曲线。
29.图13例示了本发明实施例的在发射器线圈处于不同位置时-jz
o1o2
相对于d4的曲线。
30.图14例示了本发明实施例的在接收器线圈处于不同位置时-jz
o1o2
相对于d4的曲线。
31.图15例示了本发明实施例的在具有wpm和不具有wpm的情况下，系统的效率相对于d4的曲线。
32.图16a例示了本发明实施例的当d4＝4cm时的wpt系统。
33.图16b例示了本发明实施例的当d4＝9.4cm时的wpt系统。
34.图16c例示了本发明实施例的当d4＝16cm时的wpt系统。
35.图17a例示了本发明实施例的当fr＝90khz时的wpt系统。
36.图17b例示了本发明实施例的当fr＝95khz时的wpt系统。
37.图17c例示了本发明实施例的当fr＝99khz时的wpt系统。
38.图18a例示了本发明实施例的当d2＝d3＝12cm时的wpt系统。
39.图18b例示了本发明实施例的当d2＝d3＝13cm时的wpt系统。
40.图18c例示了本发明实施例的当d2＝d3＝14cm时的wpt系统。
41.图19例示了本发明实施例的当d4不同时wpt在具有wpm和不具有wpm时的效率。
42.图20a例示了本发明实施例的当wpm处于95khz，d4＝20cm时的wpt系统的输入主波形。
43.图20b例示了本发明实施例的当wpm处于95khz，d4＝20cm时的wpt系统的输出主波形。
具体实施方式
44.在下文中将参照附图详细地描述本发明的实施例。应当理解，下述实施例并不意图限制本发明，并且关于根据本发明的解决问题的手段，并不一定需要根据下述实施例描述的各方面的全部组合。为简化起见，对相同的结构部分或者步骤，使用了相同的标记或标号，并且省略其说明。
45.以下将结合附图来详细说明本发明的无线功率传输系统，其中描述的无线功率传输系统仅为示例性描述，其可以包括下文描述的部件中的一个或多个，并不仅限于只包括该些部件的全部或者不包括未描述的其他部件。
46.[具有wpm的单发射器-多接收器无线功率传输系统]
[0047]
附图5示出了本发明的无线功率传输系统的一个示例的简化原理示意图，以用于更清楚地描述本发明的无线功率传输系统的构造。该系统为单发射器-多接收器(1tx-mrx)无线功率传输系统，其利用无线功率调制器(假设交叉耦合和接收器线圈之间的耦合已经被消除。从而该wpt系统也可以等效地建模为1tx-mrx系统)。
[0048]
1tx-mrx wpt系统的电路图如附图5所示，其中，各附图标记表示的部件如下：1：发射器线圈；2：第1接收器线圈；3：第m接收器线圈；4：第1wpm；5：第nwpm。
[0049]
wpt系统的发射器和接收器采用串联(ss)补偿。本实施例中wpm线圈使用lc谐振电路实现。附图6示出了根据附图5所示的具有多个wpm的1tx-mrx wpt系统的等效电路。
[0050]
发射器线圈的感应电压vi，接收器线圈的感应电压vo和无线功率调制器的感应电压vr，以下述表达式(1)来表示。
[0051][0052]
其中，ω为工作角频率；r表示wpm线圈的序号，例如，r1表示第一wpm线圈，r2表示第二wpm线圈；oi表示接收器的序号，例如，o1表示第一接收器，o2表示第二接收器；为发射器线圈两端的电压；为wpm线圈两端的电压；为接收器线圈两端的电压；为发射器电流；为wpm线圈的电流；为接收器电流；m
io
＝[m
io1
ꢀ…ꢀmiom
]为发射器线圈和接收器线圈之间的互感；m
ir
＝[m
ir1
ꢀ…ꢀmirn
]为发射器线圈和wpm线圈之间的互感；之间的互感；为接收器线圈之间的互感；为接收器线圈和wpm线圈之间的互感；为wpm线圈之间的互感。由于线圈之间的互感系数的交换不变性，m
ir
＝m
irt
，m
oi
＝m
iot
，并且m
ro
＝m
rot
。另外，wpm线圈的电压和电流满足以下表达式(2)。
[0053][0054]
其中，为wpm的阻抗的正交矩阵。
[0055]
基于以上表达式(1)和(2)，可以通过消除wpm线圈变量，即和来得到接收器线圈两端的电压：
[0056]
[0057]
通过仅仅考虑接收器和wpm之间的互耦(即，)，可以基于表达式(3)来获得在相对于的互阻抗z
oo
。
[0058]zoo
＝-jωm
oo-ω2m
or
(zr jωm
rr
)-1mro
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(4)
[0059]
其中，在本发明中，可以通过设计wpm的位置和阻抗来调制z
oo
。
[0060]
[wpm的配置]
[0061]
为了不失一般性的对本发明的wpm以及无线功率传输系统进行说明，在本发明附图5所示的实施例中示出了的无线功率传输系统的一个示例，其具有一个发射器，接收器线圈1和接收器线圈m，wpm线圈1和wpm线圈n的配置来描述本发明的wpm构造。但是实际上发射器、接收器和wpm的个数并不仅限于此。附图7示出了各线圈的电流和位置的示例性示意图。
[0062]
发射器线圈和wpm线圈以同轴方式放置在直线中心线上。两个接收器线圈分别置于中轴线两侧。从原点(即o点)到发射器线圈、接收器线圈和wpm线圈的距离分别标记为d1、d2、d3和d4。因此，d4》0表示wpm线圈放置在接收线圈的右侧，反之亦然。接收线圈不仅以互感m
io1
和m
io2
与发射器磁耦合，还以互感m
o1o2
和m
o2o1
互相耦合(即m
o1o2
＝m
o2o1
)。wpm线圈采用感应主导阻抗设计，并被置于两个接收线圈之间。wpm线圈和接收器线圈之间的互感为m
ro1
和m
ro2
。发射器线圈和wpm线圈之间的互感系数可以忽略(即，m
ir
≈0)。
[0063]
假设wpm的阻抗能够以表达式(5)来表示。
[0064][0065]
其中，cr为补偿电容。wpm的阻抗还可以写作其中，wpm的谐振频率ωr小于工作频率，即ωr《ω,使得当wpt系统在频率ω工作时，阻抗为感应的。附图8a和8b示出了线圈的电流和感应电压的矢量图。
[0066]
如图8a和8b所示，当没有设置wpm时，发射器电流能够在接收器线圈上感应出电压和感应电压和与的相位90
°
偏移。接收器电流和能够在对侧感应出电压和感应电压和与和的相位分别-90
°
偏移。接收器电压(即和)分别是针对的和的矢量和，以及针对的和的矢量和。请注意电压和的振幅被两个接收器之间的磁耦合影响，这表示接收器的输出电压能够通过该磁耦合来改变。
[0067]
当设置有wpm时，感应出的wpm线圈的电压与的相位-90
°
偏移。由于wpm的阻抗是电感的，wpm线圈的感应电流相移到而且，会在接收器线圈2上感应出电压其-90
°
相移到另外，相移到因此，在接收器线圈2上从wpm线圈和接收器线圈1上感应的电压(即和)是180相移的。
[0068]
通过改变感应电压能够改变电压的振幅，使得能够对接收器2的输出功率进行调制，这是由于电压是电压和的矢量和。如附图8a和8b所示，具有wpm情况下的的电压振幅能够大于、等于或者小于在不具有wpm情况下的的电压
振幅。例如，如果将设置为等于(即)，则电压等于(即如附图8b所示)，这就表示出在两个接收器之间的电磁耦合减弱了，wpm实现了作为磁功率解耦器的功能。如果将设置为大于(即如附图8b所示)，电压能够大于(即)，接收器2的输出功率被wpm加强。对于接收器1来说存在同样的情况。
[0069]
关于以上描述的功率调制方案，能够基于以上表达式(4)和(5)得到，由接收器线圈2和wpm线圈在接收器线圈1上感应的关于的电压以及由接收器线圈1和wpm线圈在接收器线圈2上感应的相对于的电压
[0070][0071][0072]
根据以上表达式(6)和(7)，和的互阻抗相等，其满足以下表达式(8.1)-(8.3).
[0073]
当
[0074]
当
[0075]
当
[0076]
1.在未配置wpm的情况下(例如附图9a所示)，接收器线圈的磁通密度能够减弱发射器线圈的磁通密度
[0077]
2.在将wpm配置在如附图9b所示的位置
①
处的情况下，发射器线圈和wpm线圈之间的互感满足此时被wpm线圈的磁通密度减弱，但是其还是占据支配地位。结果，结合的磁通密度减弱因此，-jz
o1o2
(或-jz
o2o1
)《0表示结合的磁通密度关于的减弱。与在未配置wpm的情况下关于的减弱相比，结合的的磁通密度关于的减弱更为缓和。
[0078]
3.当将wpm从位置
①
移动到位置
②
(如附图9c所示)，接收器线圈和wpm线圈之间的互感增加，并且满足互感增加，并且满足被无效。因此，-jz
o1o2
(或-jz
o2o1
)＝0表示wpm降低了两个接收器线圈之间的磁耦合。
[0079]
4.当进一步将wpm从位置
②
移动到位置
③
(如附图9d所示)，接收器线圈和wpm线圈之间的互感进一步增加，并且满足之间的互感进一步增加，并且满足相对于占支配地位。结果是，结合的磁通密度加强了因此，-jz
o1o2
(或-jz
o2o1
)》0表示结合的磁通
密度关于增强。结果是，接收器的输出功率能够得到提高。
[0080]
根据本发明的构造，接收器的输出功率可以通过改变接收器线圈和wpm线圈之间的互感来调节。
[0081]
附图10中示出了-jz
o1o2
(或-jz
o2o1
)相对于m
ro1mro2
的曲线。当wpm曲线在较高谐振频率处(ω
r3
》ω
r2
》ω
r1
)被补偿时，满足)被补偿时，满足的功率解耦点离原点o更近。而且，基于上述表达式(6)和(7)，具有固定阻抗的wpm满足：
[0082][0083]
这里，表示附图10中所示的曲线的斜率。其中，具有高谐振频率(ω
r3
》ω
r2
》ω
r1
)的wpm的曲线的斜率更大，这表示当具有高谐振频率的wpm朝向或者远离原点移动时，输出功率的变化更为显著。
[0084]mro1
和m
ro2
的互感能够通过以下表达式(10)计算：
[0085][0086]
其中μ0是在未使用磁性物质时的真空导磁系数。xm和xn分别是沿着wpn线圈(即r)和接收器线圈(即o1和o2)的无限小长度矢量。因此，互阻抗和wpm线圈位置之间的关系也能够基于表达式(6)，(7)和(10)并基于积分计算而获得。
[0087]
而且，具有处于该谐振频率的wpm的wpt系统的效率，可以基于电路法则，通过以下表达式而表示：
[0088][0089][0090][0091]
这里，为了简化说明又不丧失一致性，本文中假设两个接收器是相同的。也就是说发射器线圈和接收器线圈之间的互感相同，即m
io1
＝m
io2
＝m
io
；wpm线圈和接收器线圈之间的互感也相同，即m
or1
＝m
or2
＝m
or
；两个接收器之间的esr相同，即r
o1
＝r
o2
＝ro；两个负载电阻相同，即r
l1
＝r
l2
＝r
l
；并且两个接收器的输出电流相等，即
[0092]
通过将表达式(11.2)带入(11.3)以去除得到以下表达式(12)：
[0093][0094]
其中，且ωr是wpm的谐振角频率。
[0095]
通过将表达式(12)带入表达式(11.1)以去除得到以下表达式(13)：
[0096][0097]
wpt系统的效率能够基于以下表达式计算出：
[0098]
[0099]
p
in
和p
out
是输入和输出功率，和分别是分别是和的均方根(rms)，通过将表达式(12)和(13)代入表达式(14)而消除过将表达式(12)和(13)代入表达式(14)而消除和得到以下表达式：
[0100][0101]
类似的，未设置wpm的wpt系统的效率可以根据以下表达式得出：
[0102][0103]
通过相对表达式(16)来分割表达式(15)，将具有wpm的wpt系统的效率与不具有wpm的wpt系统的效率相比较，并以以下表达式来表示比较的比值：
[0104][0105]
其中，对wpm进行配置以满足：
[0106][0107]
其中，系数τ大于1并且m
ro_max
是接收器线圈和wpm线圈之间的最大互感，系数σ大于1，这意味着具有wpm的wpt系统的效率总是大于不具有wpm的wpt系统的效率。
[0108]
[无线功率传输系统的示例配置以及效果]
[0109]
本发明示例性的无线传输系统构造与其效果将在下文中示例性说明。其中，线圈规格见表1。在这里，以100khz对线圈的电感进行测量。发射器线圈和接收器线圈的谐振频率均配置为在100khz左右。wpm的标称谐振频率为95khz。原点到发射器线圈和接收器线圈的标称距离分别为d1＝25cm和d2＝d3＝13cm。然后，根据表达式(6)和(10)式绘制了-jz
o1o2
和m
ro1
(m
ro2
等于m
ro1
)与原点到wpm线圈距离(即d4在0到30cm之间)的关系，如附图11所示。m
ro1
(即m
ro1
＝3.664μh)和-jz
o1o2
(即-jz
o1o2
＝1.15ω)最大值均出现在d4＝9.4cm处。当d4从30cm减小到9.4cm时，-jz
o1o2
和m
ro1
均增大。当d4从9.4cm进一步减小到0cm时，-jz
o1o2
和m
ro1
均减小。-jz
o1o2
和m
ro1
之间的正相关与附图10所示三条曲线的正斜率良好地吻合。此外，-jz
o1o2
在d4＝15cm和d4＝4.6cm处为零。-jz
o1o2
和m
ro1
(m
ro2
等于m
ro1
)之间的关系满足表达式(8.2)。在这两个位置，可以消除接收器之间的磁耦合，即接收器磁解耦。相应的磁通密度如附图9(c)所示。更重要的是，当wpm放在d4＝4.6cm到d4＝15cm之间的位置时，-jz
o1o2
为正。-jz
o1o2
和m
ro1
(m
ro2
等于m
ro1
)之间的关系满足表达式(8.3)。在这些距离内，接收器的输出功率可以得到提高，其对应的磁通密度如附图9(d)所示。此外，当wpm置于d4＝0cm至d4＝4.6cm或d4＝15cm至d4＝30cm之间的位置时，-jz
o1o2
为负。-jz
o1o2
和m
ro1
(m
ro2
等于m
ro1
)之间的关系满足方程(8.1)。
[0110]
以下结合表1来说明本实施例中的无线功率发送系统的相关参数。
[0111]
表1各线圈参数描述符号值
发射器线圈直径di20cm发射器线圈匝数ni11接收器线圈1直径d
o1
20cm接收器线圈1匝数n
o1
11接收器线圈2直径d
o2
20cm接收器线圈2匝数n
o2
11wpm线圈直径dr20cmwpm线圈匝数nr11发射器线圈电感li49.261μh发射器线圈的补偿电容ci53nf发射器线圈的等效串联电阻(esr)ri0.177ω接收器线圈1电感l
o1
49.262μh接收器线圈1的补偿电容c
o1
52.7nf接收器线圈1的esrr
o1
0.214ω接收器线圈2电感l
o2
49.254μh接收器线圈2的补偿电容c
o2
52.7nf接收器线圈2的esrr
o2
0.159ωwpm线圈电感lr48.087μhwpm线圈的esrrr0.169ω
[0112]
附图12示出了当发射器线圈和接收器线圈放置在标称位置时，针对具有谐振频率为85khz、90khz、95khz、96khz、97khz、98khz和99khz、的wpm，-jz
o1o2
和d4的关系。-jz
o1o2
的所有最大值都出现在d4＝9.4cm处。当wpm的谐振频率增加时，-jz
o1o2
的最大值增加，表明接收器的最大输出功率可以通过配置具有更高谐振频率的wpm来实现。此外，当wpm线圈放置在固定的位置时(例如，d4＝5cm或d4＝15cm)，当wpm的谐振频率升高时曲线的斜率会增加，这表明输出功率的变化随着d4的变化更为明显。这验证了附图10中的分析，即具有更高谐振的曲线斜率频率更大。此外，对于具有更高谐振频率的wpm，在两个解耦点(即-jz
o1o2
＝0)处的对应的d4离d4＝9.4cm的位置更远，这表明具有较高谐振频率的wpm线圈可以实现在接收器线圈与wpm线圈之间的互感较小的那些接收器之间的功率解耦。这验证了附图10中的结果，即对于-jz
o1o2
＝0(即与水平轴线的交叉点)，相对于具有更高谐振频率的wpm线圈，m
ro1mro2
更小。
[0113]
当接收器线圈放置在标称位置并且wpm线圈的谐振频率固定在95khz时，针对发射器线圈的不同位置，例如，d1＝21、23、25、27和29cm，附图13中示出了-jz
o1o2
随着d4的变化。显然，发射器线圈位置没有影响两个接收器线圈之间的磁耦合。
[0114]
当接收器线圈放置在标称位置并且wpm线圈的谐振频率固定在95khz时，针对接收器线圈的不同位置，例如，d2＝d3＝11、12、13、14和15cm，附图14中示出了-jz
o1o2
随着d4的变化。当接收器线圈之间的距离更短时，接收器线圈之间的磁耦合变得更强。因此，wpm增强输出功率的效果在接收器线圈之间的磁耦合更强时更为显著。
[0115]
另外，还示出了针对标称wpt系统在以下条件下的效率：100khz(即d1＝25cm，d2＝d3＝13cm，wpm谐振频率为95khz)。两种负载条件相同，r
l1
＝r
l2
＝10ω。这里，r
l1
和r
l2
分别为
接收器1和接收器2的负载电阻。附图15给出了在d4(d4在0到30cm的范围内)不同距离下，无wpm和有wpm的wpt系统的效率。对于采用wpm的wpt系统，由于接收器线圈与wpm线圈之间的最大互感在d4＝9.4cm处(对应的m
ormax
＝3.64μh)，因此考虑m
ormax
＝3.64μh，基于表达式(18)式设计了wpm线圈。系数τ分别设计为1.2、1.6、2、2.4和2.8。显然，当wpm的配置设计满足表达式(18)时，带wpm的wpt的效率总是可以高于不带wpm的wpt。
[0116]
[无线功率传输系统的示例结构以及效果]
[0117]
以下以无线功率传输系统的一个示例性的具体结构来进行说明。其中，该无线功率传输系统为20w的1tx-2rx wpt系统，该系统具有wpm。附图16a-16c示出了当d4设置为不同值时的wpt系统的示例。该wpt系统输入直流电压3.3v，在100khz工作。采用d类功率放大器驱动发射器线圈。所有的发射器线圈、接收器线圈和wpm线圈均由litz线缠绕。线圈的规格参见表1。两个led负载的额定功率为3.6w。
[0118]
起初，wpt系统工作在标称工况(d1＝25cm，d2＝d3＝13cm，wpm谐振频率为95khz)，wpm从d4＝16cm移动到d4＝4cm。线圈在位置d4＝16cm和d4＝4cm的位置处时，对应的磁通与附图9b中的情况相似，而当线圈在位置d4＝9.4cm处时，对应的磁通与附图9d中的情况相似。由分析可知，在d4＝9.4cm位置处的led负载的输出功率，大于在d4＝16cm和d4＝4cm位置处的led负载的输出功率。附图16a-16c分别给出在给出了在d4＝4cm、d4＝9.4cm和d4＝16cm位置的wpm标称wpt系统。附图16a和16c中led负载的亮度，比附图16b中led负载的亮度要高得多，验证了附图9中的分析。
[0119]
然后，wpt系统在所有线圈处于固定位置处的设置下工作：d1＝25cm,d2＝d3＝13cm,d4＝9.4cm；wpm的谐振频率在从90khz到95khz然后到99khz之间变化。从附图17a-17c中可以看出，当wpm的谐振频率增加时，两个led负载的亮度都增大。该观测结果验证了附图12中的分析。
[0120]
还配置了纯电阻负载的wpt系统，以验证高效运行的wpm配置原则。表1提供了该系统的具体参数。wpm配置为在90khz、95khz和99khz的谐振频率下工作。相应的系数τ根据表示式18分别计算为10.0521、5.1583和1.0528。每个接收器的负载电阻为10ω(即r
l1
＝r
l2
＝10ω)。附图19显示了没有和有wpm的wpt系统在d4不同距离(d4为4cm到30cm，间隔为2cm)的效率。显然，具有wpm的wpt系统为当符合表达式18的配置时，其效率始终高于没有wpm的wpt系统。附图20a和20b示出了当wpm设计为95khz，距离d4＝20cm时，发射器输入电压(即v
in
)、发射器电流(即ii)、输入功率(即p
in
)、负载电压(即v
o1
和v
o2
)、接收机电流(即i
o1
和i
o2
)的波形和wpt系统的输出功率(即p
out1
和p
out2
)。这里，电流(即ii、i
o1
和i
o2
)由rogowski线圈测量。由于发射器电流(即ii)很大，因此测量只进行一圈。因此，示波器中测得的电流等于实际的发射机电流。对于接收器电流(即i
o1
和i
o2
)，测量总共进行11圈。因此，示波器中测得的电流是实际接收器电流的11倍。
[0121]
以上为本发明的无线功率传输系统的示例性描述。本发明可立即应用于电动汽车的大功率(即》50kw)无线充电系统，该系统一般采用模块化发射器和接收器线圈，其中接收器线圈之间的耦合是不合需要的。
[0122]
本发明可应用于无线充电板，为多个消费电子设备同时充电，通过消除接收线圈之间的耦合来提高充电功率和效率。
[0123]
本发明可应用于中等功率设备(例如电钻)的新兴无线电力发射器，以通过消除不
希望的耦合来提高其功率和效率。
[0124]
以上虽然参照示例性实施例对本发明进行了描述，但是上述实施例只为说明本发明的技术构思及特点，并不能以此限制本发明的保护范围。凡根据本发明精神实质所做的任何等效变型或修改，都应涵盖在本发明的保护范围之内。