一种可双向变换的直流隔离型变换器及其控制方法与流程

1.本技术涉及电力电子技术领域及电池设备领域，具体涉及一种可双向变换的直流隔离型变换器及其控制方法。


背景技术：

2.随着当前可再生能源的利用和“碳达峰”，“碳中和”等需求，储能产品以及电池设备相关领域的快速发展，出现了很多与电池储能相关的应用场景，譬如充电桩，家庭储能，商业储能等，对可以进行双向变换的电源产品需求也越来越多。许多设备逐渐应用了电池，需要给电池充电或者放电，由于电池的天然宽电压范围特性，同时考虑到不同产品的兼容性，对应的电压范围也越来越宽，因此常规的采用两套电路，即设置一套充电电路和一套放电电路来实现双向变换的变换器已经不具备成本优势，同时普通的单级电路在效率以及满足宽电压范围充电或者放电方面也有不足。
3.如图1所示，当前做低电压电池包的变换电路通常则是采用两级，通常是先经过一级升压或者降压方案，再经过一级dc/dc稳压变换来实现，两级方案成本较高，同时由于两级的变换，效率会降低。还有的采用切换开关变换变压器匝比的方式，通过改变变压器的匝比，或者采用类似的电路增减变压器线圈，其本质就是通过额外的变压器变换电路增减，从而实现不同的电压变比，这样原理看似简单直接，但是由于高匝比的变化会引起更高的开关管应力，同时还会改变原有主变压器的电感，漏感参数，引入新的电流环路干扰，以及电压的突变可能会带来另外一系列的控制上的参数变化，阶跃性的占空比调整容易产生震荡等问题。此外，这两种变换器在软开关协同条件的可实现性相对较差；由于必须另外增加变换电路及变压器，整个变换器显得复杂及难以推广应用。现有技术中也有采用传统的一级降压式方法，缺陷在于因为宽范围的调压需求导致占空比范围宽，电路难以实现软开关以及效率较低。


技术实现要素：

4.本发明的目的在于，提供一种可双向变换的直流隔离型变换器及其控制方法，可以实现软开关高效变换，又可以相对简单且满足宽范围电压的双向变换，以满足现实使用场景中直流端的较宽范围，实现简单且高效；解决现有技术存在的无法满足直流宽范围或者需要两级变换器多次升降压变换导致损耗大，变换复杂，从而不适宜在体积有限或者成本要求相对较高的场所进行应用的技术问题。
5.本发明采用的一种技术方案是：一种可双向变换的直流隔离型变换器，用于两个直流电源之间，包括储能续流单元、高频转换单元、高频隔离及变压单元及整流滤波单元；所述储能续流单元包括第二电容和续流电感，所述高频转换单元包括第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管和吸收滤波电容；第二电容两端与第一直流源连接，续流电感一端与第一直流源连接，另一端与高频转换单元的输入端连接；第一开关管的漏极连接第五开关管的源极，源极连接第三开关管的漏极，第二开关管的漏极连接第五
开关管的漏极，源极连接第四开关管的漏极，第四开关管的源极连接第三开关管的源极，第一开关管的漏极和第三开关管的源极构成高频转换单元的两个输入端；第一开关管的源极和第二开关管的源极构成高频转换单元的两个输出端，吸收滤波电容一端与第二开关管的漏极连接，另一端与第四开关管的源极连接；高频隔离及变压单元的输入端与高频转换单元的输出端连接，输出端与整流滤波单元的输入端连接，整流滤波单元的输出端与第二直流源连接。
6.进一步地，所述高频隔离及变压单元为直接与高频转换单元的输出端连接的高频隔离变压器或原侧边串联有高频隔离电容或串联有谐振电感和谐振电容的高频隔离变压器，所述高频隔离变压器的副边侧为单绕组或多绕组。
7.进一步地，所述整流滤波单元包括高频整流电路和直流滤波电容，所述高频整流电路为全桥整流电路、全波整流电路或倍压整流电路，所述高频整流电路的输入端直接与高频隔离变压器的副边侧连接，或是与高频隔离电容或谐振电感和谐振电容串联后再与高频隔离变压器的副边侧连接；高频整流电路的输出端与直流滤波电容连接，直流滤波电容还与第二直流源连接。
8.进一步地，所述的高频转换单元具有整流模式和逆变模式；在整流模式下，第一开关管和第三开关管除作高频转换开关管，还用作升压管，两个开关管形成一个复合功能桥臂，第五开关管除用作升压续流二极管外，还做反向降压导通连接线，第一开关管至第五开关管根据驱动控制做不同的脉冲导通组合，实现升压及高频变换；在逆变模式下，第一开关管至第四开关管起高频整流作用，等效为高频整流二极管，第五开关管做降压开关使用，能够脉冲导通或者直通，第一开关管和第三开关管配合第五开关管做续流二极管使用，实现直流的反向降压输出或者直通输出；第三开关管和第四开关管共通做升压管，根据驱动控制做脉冲导通，实现直流的反向升压储能输出。
9.进一步地，所述储能电感是两个为串联关系的续流电感或两个续流电感等效后的等效电感，等效电感的电感值为两个续流电感电感值的总和；当所述储能电感是两个为串联关系的续流电感时，第一续流电感一端与第一直流源的正输出端连接，另一端与第一开关管的漏极和第五开关管的源极连接，第二续流电感一端与第一直流源的负输出端连接，另一端与第三开关管和第四开关管的源极连接；当所述储能电感是两个续流电感等效后的等效电感时，等效电感一端与第一直流源的其中一个输出端连接，另一端与高频转换单元的其中一个输入端连接，高频转换单元的另一个输入端通过导线与第一直流源的另一个输出端连接。
10.进一步地，所述第一开关管至第五开关管是设置有反并联二极管的高频开关管，或者等效为相同功能的高频开关管；所述反并联二极管为集成二极管、寄生二极管或外加二极管；所述吸收滤波电容为高频无极性的电容或高频有极性的电容；当吸收滤波电容为高频有极性的电容时，吸收滤波电容正极与第五开关管的漏极连接，负极与第四开关管的源极连接。
11.本发明采取的另一种技术方案是：一种可双向变换的直流隔离型变换器的控制方法，用于控制上述技术方案所述的可双向变换的直流隔离型变换器，包括以下步骤：
12.s100：选择工作模式，工作包括整流模式和逆变模式，整流模式从第一直流源端输入，第二直流源端输出，逆变模式从第二直流源端输入，第一直流源端输出；
13.s200：根据选择的工作模式，对直流隔离型变换器中作为二极管或者续流管工作的开关管不施加驱动信号或者只施加同步整流驱动信号，对需要作直通工作的开关管施加高电平直通驱动信号，对不需要导通的开关管不施加驱动信号或者施加低电平非导通信号；
14.s300：若工作模式为整流模式，则根据当前第一直流源的电压瞬时值压大小、输出电压设定和变压比折算到高频隔离及变压单元的原边侧，判断直流隔离型变换器需要进行降压还是升压，确定是否对高频转换单元的复合桥臂中用作升压管的开关管进行升压pwm驱动控制，同时确定是否对其他开关管进行pwm驱动导通；如需进行升压，则需要对第一开关管和第三开关管施加共通的驱动形成升压，第二开关管和第四开关管则配合作对应桥式对管的高频转换；如需进行降压或无需升压，则需要对第一开关管至第四开关管施加正常的桥式驱动进行高频转换；第五开关管则在直流隔离型变换器升压时关闭或者在降压时的非导通区间内关闭，在桥式高频变换导通时开通；
15.s400：若工作模式为逆变模式，则根据当前第二直流源的电压瞬时值压大小及变压比折算到第一直流源端，对比输出电压设定判断直流隔离型变换器需要进行降压还是升压，确定对高频转换单元的第五开关管和复合桥臂是否进行降压pwm驱动控制；同时确定是否对整流滤波单元中高频整流电路的开关管进行pwm驱动导通；如需进行升压，则需要对第三开关管和第四开关管施加共通的驱动形成升压储能；如需进行降压或无需升压，则需要对整流滤波单元中高频整流电路的开关管施加正常的桥式驱动进行高频转换；第五开关管则在复合桥臂续流或者降压整流非导通区间内关闭，在桥式整流导通时或者升压储能区间内导通。
16.进一步地，在步骤s300～s400中，整流模式下对整流滤波单元中的高频整流电路的开关管施加使高频隔离变压器线圈短路的驱动信号能够使直流隔离型变换器进入升压储能状态；在逆变模式下，对高频整流电路和第五开关管施加可变占空比的驱动信号能够使直流隔离型变换器实现输出电压的降压调节。
17.进一步地，在步骤s300～s400中，当第五开关管处于pwm工作状态时，第五开关管的pwm开关频率与高频转换单元或者高频整流电路的开关管的pwm开关频率一致或者为两倍频。
18.进一步地，在步骤s300～s400中，在降压整流模式下，对高频转换单元中的作为对管的第一开关管和第四开关管以及第二开关管和第三开关管分别施加中心对称的pwm驱动信号，并对第五开关管施加与第一开关管和第四开关管组成的斜对管的导通区间对应综合的pwm驱动信号；在降压逆变模式下，对高频整流电路中做逆变的桥式对管或者单管分别施加中心对称的pwm驱动信号，并对高频转换单元中的第五开关管施加与第一开关管和第四开关管组成的斜对管的导通区间对应综合的pwm驱动信号。
19.本发明的有益效果在于：
20.(1)从结构及性能上，克服了传统的多级电路变换的复杂性，使得后端的直流变换器功率器件的损耗降低，受限性降低，设计余地更大；
21.(2)从控制上，改变了传统的串联谐振变换需要宽范围调频实现电压控制模式，本发明通过调节各开关管的占空比来实现调压，控制方式更加简单；
22.(3)本发明可实现直流隔离型的双向变换，能够降压也能够升压，相比传统的双向
变换电路更简单，且适应的电压范围也更加宽泛；
23.(4)本发明由于从结构上进行归一化控制，避免了多个变换器或者变压器线圈组合切换，使得性能更加稳定，综合性价比高。
附图说明
24.为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本技术的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其它的附图。
25.图1为现有的常见的直流双向隔离型变换器的结构示意图；
26.图2为本发明实施例的结构示意图；
27.图3为实施例1的电路原理图；
28.图4为实施例1在整流模式下的使用状态示意图；
29.图5为实施例1在降压整流模式下的等效示意图；
30.图6为实施例1在升压整流模式下的等效示意图；
31.图7为实施例1在升压整流模式下的驱动示意图；
32.图8为实施例1在逆变模式下的使用状态示意图；
33.图9为实施例1在升压逆变模式下的等效示意图；
34.图10为实施例1在降压逆变模式下的等效示意图；
35.图11为实施例1在降压逆变模式下的驱动示意图。
具体实施方式
36.为了能够更清楚地理解本发明的上述目的、特征和优点，下面结合附图和具体实施方式对本发明进行进一步的详细描述。在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明，但是，本发明还可以采用其他不同于在此描述的其他方式来实施，因此，本发明并不限于下面公开的具体实施例的限制。
37.除非另作定义，此处使用的技术术语或者科学术语应当为本技术所述领域内具有一般技能的人士所理解的通常意义。本专利申请说明书以及权利要求书中使用的“第一”、“第二”以及类似的词语并不表示任何顺序、数量或者重要性，而只是用来区分不同的组成部分。同样，“一个”或者“一”等类似词语也不表示数量限制，而是表示存在至少一个。“连接”或者“相连”等类似的词语并非限定于物理的或者机械的连接，而是可以包括电性的连接，不管是直接的还是间接的。“上”、“下”、“左”、“右”等仅用于表示相对位置关系，当被描述对象的绝对位置改变后，则该相对位置关系也相应地改变。
38.如图2所示，一种可双向变换的直流隔离型变换器，用于两个直流电源之间，包括储能续流单元、高频转换单元、高频隔离及变压单元及整流滤波单元；所述储能续流单元包括第二电容c2和续流电感，所述高频转换单元包括第一开关管q101、第二开关管q102、第三开关管q103、第四开关管q104、第五开关管q105和吸收滤波电容cs1；第二电容c2两端与第一直流源连接，续流电感一端与第一直流源连接，另一端与高频转换单元的输入端连接；第一开关管q101的漏极连接第五开关管q105的源极，源极连接第三开关管q103的漏极，第二
开关管q102的漏极连接第五开关管q105的漏极，源极连接第四开关管q104的漏极，第四开关管q104的源极连接第三开关管q103的源极，第一开关管q101的漏极和第三开关管q103的源极构成高频转换单元的两个输入端；第一开关管q101的源极和第二开关管q102的源极构成高频转换单元的两个输出端，吸收滤波电容cs1一端与第二开关管q102的漏极连接，另一端与第四开关管q104的源极连接；高频隔离及变压单元的输入端与高频转换单元的输出端连接，输出端与整流滤波单元的输入端连接，整流滤波单元的输出端与第二直流源连接。
39.在本发明实施例中，所述高频隔离及变压单元为直接与高频转换单元的输出端连接的高频隔离变压器tra或原侧边串联有高频隔离电容或串联有谐振电感和谐振电容的高频隔离变压器tra，串联有高频隔离电容或串联有谐振电感和谐振电容时，能够获得原边的谐振软开关变换；所述高频隔离变压器tra的副边侧为单绕组或多绕组。
40.所述整流滤波单元包括高频整流电路和直流滤波电容c1，所述高频整流电路为全桥整流电路、全波整流电路或倍压整流电路，具备双向变换功能；所述高频整流电路的输入端直接与高频隔离变压器tra的副边侧连接，或是与高频隔离电容或谐振电感和谐振电容串联后再与高频隔离变压器的副边侧连接，从而可以获得反向变换时候的谐振软开关；高频整流电路的输出端与直流滤波电容c1连接，直流滤波电容c1还与第二直流源连接。
41.所述的高频转换单元具有整流模式和逆变模式；在整流模式下，第一开关管q101和第三开关管q103除作高频转换开关管，还用作升压管，两个开关管形成一个复合功能桥臂，第五开关管q105除用作升压续流二极管外，还做反向降压导通连接线，第一开关管至第五开关管q101～q105根据驱动控制做不同的脉冲导通组合，实现升压及高频变换；在逆变模式下，第一开关管至第四开关管q101～q104起高频整流作用，可等效为高频整流二极管，第五开关管q105做降压开关使用，能够脉冲导通或者直通，第一开关管q101和第三开关管q103配合第五开关管q105做续流二极管使用，实现直流的反向降压输出或者直通输出；第三开关管q103和第四开关管q104共通做升压管，根据驱动控制做脉冲导通，实现直流的反向升压储能输出。
42.所述储能电感是两个为串联关系的续流电感或两个续流电感等效后的等效电感，等效电感的电感值为两个续流电感电感值的总和；当所述储能电感是两个为串联关系的续流电感时，第一续流电感l1一端与第一直流源的正输出端dc1 连接，另一端与第一开关管q101的漏极和第五开关管q102的源极连接，第二续流电感l2一端与第一直流源的负输出端dc1-连接，另一端与第三开关管q103和第四开关管q105的源极连接；当所述储能电感是两个续流电感等效后的等效电感时，等效电感一端与第一直流源的其中一个输出端连接，另一端与高频转换单元的其中一个输入端连接，高频转换单元的另一个输入端通过导线与第一直流源的另一个输出端连接。
43.所述第一开关管至第五开关管q101～q105是设置有反并联二极管的高频开关管，或者等效为相同功能的高频开关管；所述反并联二极管为集成二极管、寄生二极管或外加二极管；所述吸收滤波电容cs1为小容量的高频无极性的电容或高频有极性的电容，吸收滤波电容cs1能够吸收高频转换单元中的开关管的母线尖峰电压，如果后端的高频隔离及变压单元带有谐振回路，吸收滤波电容cs1还可以吸收及释放第一续流电感l1、第二续流电感l2的电感电流与谐振电流的差值部分，以协助实现谐振软开关变换；当吸收滤波电容cs1为高频有极性的电容时，吸收滤波电容cs1正极与第五开关管q105的漏极连接，负极与第四开
关管q104的源极连接。
44.下面结合具体实施例对本发明的工作原理进行说明：
45.实施例1
46.如图3所示，在实施例1中储能续流单元的续流电感是两个为串联关系的续流电感，第一续流电感l1一端与第一直流源的正输出端dc1 连接，另一端与第一开关管q101的漏极和第五开关管q102的源极连接，第二续流电感l2一端与第一直流源的负输出端dc1-连接，另一端与第三开关管q103和第四开关管q105的源极连接。所述高频隔离及变压单元为原侧边串联有谐振电感lr和谐振电容cr的高频隔离变压器tra，所述高频隔离变压器tra的副边侧为单绕组。所述高频整流电路为全桥整流电路，所述全桥整流电路包括第七开关管q107、第八开关管q108、第九开关管q109和第十开关管q110；第七开关管q107的漏极与第八开关管q108的漏极连接，形成全桥整流电路的正输出端，第九开关管q109的源极与第十开关管q110的源极连接，形成全桥整流电路的负输出端；第七开关管q107的源极与第九开关管q108的漏极连接，形成全桥整流电路的一个输入端，第八开关管q108的源极与第十开关管q110的漏极连接，形成全桥整流电路的另一个输入端，两个输入端与高频隔离变压器tra的副边侧连接。全桥整流电路的正输出端和负输出端与直流滤波电容c1连接，直流滤波电容c1还与第二直流源的正输出端dc2 和第二直流源的负输出端dc2-连接。
47.实施例1的控制方法包括以下步骤：
48.s100：选择工作模式，工作包括整流模式和逆变模式，整流模式从第一直流源端输入，第二直流源端输出，逆变模式从第二直流源端输入，第一直流源端输出。
49.s200：根据选择的工作模式，对直流隔离型变换器中作为二极管或者续流管工作的开关管不施加驱动信号或者只施加同步整流驱动信号，对需要作直通工作的开关管施加高电平直通驱动信号，对不需要导通的开关管不施加驱动信号或者施加低电平非导通信号。
50.s300：若工作模式为整流模式，则根据当前第一直流源的电压瞬时值压大小、输出电压设定和变压比折算到高频隔离及变压单元的原边侧，判断直流隔离型变换器需要进行降压还是升压，确定是否对高频转换单元的复合桥臂中用作升压管的开关管进行升压pwm驱动控制，同时确定是否对其他开关管进行pwm驱动导通；如需进行升压，则需要对第一开关管q101和第三开关管q103施加共通的驱动形成升压，第二开关管q102和第四开关管q104则配合作对应桥式对管的高频转换；如需进行降压或无需升压，则需要对第一开关管至第四开关q101～q104管施加正常的桥式驱动进行高频转换；第五开关管q105则在直流隔离型变换器升压时关闭或者在降压时的非导通区间内关闭，在桥式高频变换导通时开通。
51.s400：若工作模式为逆变模式，则根据当前第二直流源的电压瞬时值压大小及变压比折算到第一直流源端，对比输出电压设定判断直流隔离型变换器需要进行降压还是升压，确定对高频转换单元的第五开关管q105和复合桥臂是否进行降压pwm驱动控制；同时确定是否对整流滤波单元中高频整流电路的开关管进行pwm驱动导通；如需进行升压，则需要对第三开关管q103和第四开关管q104施加共通的驱动形成升压储能；如需进行降压或无需升压，则需要对整流滤波单元中高频整流电路的开关管施加正常的桥式驱动进行高频转换；第五开关管q105则在复合桥臂续流或者降压整流非导通区间内关闭，在桥式整流导通时或者升压储能区间内导通。
52.在步骤s300～s400中，整流模式下对整流滤波单元中的高频整流电路的开关管施加使高频隔离变压器线圈短路的驱动信号能够使直流隔离型变换器进入升压储能状态；在逆变模式下，对高频整流电路和第五开关管q105施加可变占空比的驱动信号能够使直流隔离型变换器实现输出电压的降压调节。当第五开关管q105处于pwm工作状态时，第五开关管q105的pwm开关频率与高频转换单元或者高频整流电路的开关管的pwm开关频率一致或者为两倍频。在降压整流模式下，对高频转换单元中的作为对管的第一开关管q101和第四开关管q104以及第二开关管q102和第三开关管q103分别施加中心对称的pwm驱动信号，并对第五开关管q105施加与第一开关管q101和第四开关管q104组成的斜对管的导通区间对应综合的pwm驱动信号；在降压逆变模式下，对高频整流电路中做逆变的桥式对管或者单管分别施加中心对称的pwm驱动信号，并对高频转换单元中的第五开关管q105施加与第一开关管q101和第四开关管q104组成的斜对管的导通区间对应综合的pwm驱动信号。
53.实施例1的工作原理如下：
54.在整流模式下，第一直流源连接输入电源，第二直流源的正极输出端与负极输出端之间可接负载或可等效为负载的电路。根据电路降压的基本原理，当输出电压设定按照变压比折算到第一直流源侧的电压ve小于输入电压低才构成降压；当ve设定大于输入电压，则实施例1的输出工作状态为升压状态。当输入电压是阶跃性的整流电源或者输出端负载的电压会较宽范围变化，则实施例1的工作状态可能既有升压也有降压。
55.(1)根据输入输出电压需求判定为降压状态
56.此时，第七开关管至第十开关管q107～q110均无需施加pwm驱动导通，第七开关管至第十开关管q107～q110可等效为二极管，做自然整流或者续流导通即可，此时图3的电路图等效为图4所示的状态，若第七开关管至第十开关管q107～q110为设置有反并联二极管的高频开关管未，也可以在反并联或等效二极管导通的时候施加pwm驱动做同步整流，同时第五开关管q105被施加直通的驱动信号，因此可等效为一根导线，图4进一步可等效为图5。
57.在高频转换单元中，当第五开关管q105被施加直通的驱动信号，等效为一根导线时，吸收滤波电容cs1、第一续流电感l1和第二续流电感l2的输出口构成直接并联，第一开关管至第四开关管q101～q104按照全桥工作模式进行工作，每个开关管的占空比在忽略死区的情况下可近似看作是50％，即如图7a所示。因此第一续流电感l1和第二续流电感l2的电感电流超过谐振电流的部分会被吸收滤波电容cs1吸收，随着高频转换的进行，第一续流电感l1和第二续流电感l2的电感电流不足于谐振电流的部分则又会由吸收滤波电容cs1进行释放和补充。如果没有吸收滤波电容cs1，全桥谐振变换的谐振电流就会与输入电感电流相互钳制和干扰。如果变换器工作频率高于或者低于全桥谐振变换的固有谐振频率相互钳制和干扰。如果变换器工作频率高于或者低于全桥谐振变换的固有谐振频率其中，lr为谐振电感lr的电感值，cr为谐振电容cr的电容值，则该高频转换单元会因为谐振变换特性产生降压或者升压。当第一开关管至第四开关管q101～q104按照全桥变换工作模式进行工作时，第七开关管至第十开关管q107～q110则可视为典型的全桥整流器，电流输出给直流滤波电容c1及直流输出负载。相关工作原理为现有技术，在此不再进行累述。
58.此外，除上述的调频可以实现输出的电压调节外，在高频隔离变压器tra的副边侧与高频整流电路间串有电感的，还可以对高频转换电路施加常规的占空比调节来调节输出
电压，每对对管的pwm驱动方波可以是传统的间隔半个开关周期的方波信号或在图7(a)的基础上直接缩小占空比，还可以是如图11(b)所示的方波信号，在上一对对管的pwm驱动方波关闭后立即给另外一对对管发送pwm驱动信号，即对高频转换单元中的第一开关管q101和第四开关管q104以及第二开关管q102和第三开关管q103分别施加中心对称的pwm驱动信号。在这种工况下，第五开关管q105不能再被施加完全导通的信号，或者不可以再将视第五开关管q105为一条导线，而是要给第五开关管q105施加与对管导通区间相对应的pwm驱动，当对管关闭时第五开关管q105也关闭。因此，第五开关管q105的pwm开关频率应当是高频变换单元的开关管的pwm开关频率两倍频或者与高频变换单元的开关管的pwm开关频率一致。
59.(2)根据输入输出电压需求判定为升压状态
60.与降压状态不同的是，在升压状态下，第五开关管q105不能直接导通，此时第五开关管q105等效为升压续流二极管，必须配合第一开关管q101和第三开关管q103组成的复合功能桥臂作升压转换，此时图4可等效为图6。由于需要升压，既要使交流输入回路形成短路通道，以便第一续流电感l1和第二续流电感l2可以进行储能升压，同时又不能影响后端的dc/dc变换，因此必须合理利用第五开关管q105以及第一开关管q101和第三开关管q103组成的复合功能桥臂在特定的驱动时序下作升压转换。在第三开关管q103和第二开关管q102组成对管进行高频变换时，如果第一开关管q101还没有开通，则第一续流电感l1和第二续流电感l2的电感电流及吸收滤波电容cs1均可给第三开关管q103和第二开关管q102组成对管通路供电，如果在第三开关管q103和第二开关管q102导通快完成或者导通期间将第一开关管q101开通，即在图7(a)的基础上将第一开关管q101的驱动提前开通，此时的驱动信号如图7(b)所示，则第一开关管q101和第三开关管q103同时被施加驱动导通，则可实现第一续流电感l1和第二续流电感l2的直连短路并进行储能，此时第五开关管q105未施加pwm驱动，可被视作二极管，将吸收滤波电容cs1隔离开，则吸收滤波电容cs1的电容功能不受影响，继续供电进行高频变换。当第一开关管q101关闭，由于第一续流电感l1和第二续流电感l2的存在，电流无法反向，继续保持原方向，电感电动势会发生反向释能续流，与输入电压构成串联，与第一直流源一起对高频转换单元供电，此时第五开关管导通，可施加pwm驱动做同步整流。当第三开关管q103和第二开关管q102组成的对管通路工作完毕，则轮换为第一开关管q101和第四开关管q104组成的对管通路工作，此时交流端的供电通路可以直接给第一开关管q101和第四开关管q104供电，同时为避免电感电流及谐振变换电流差值部分的影响，此时第五开光管q105应该要开通。关于第一开关管q101进行升压开通的时刻及结束时刻，应选取在第一续流电感l1和第二续流电感l2开始释能升压供电的时候，轮换为第一开关管q101和第四开关管q104组成的斜对管做高频变换，由于在之前第三开关管q103和第二开关管q102组成对管的电流应该处于下降区间，第一续流电感l1和第二续流电感l2的电感储能电流叠加带来的影响可以相对减小，同时第一开关管q101不需要关断，第三开关管q103的自然关闭可结束储能升压，并可以实现软关断。此时第一开关管q101如果继续开通，既能够作为电感续流通道，又能够作为高频变换的下一阶段轮换通道，可以减少中途的关断一次再次开通的损耗。所以第一开关管q101的升压时序优选在第三开关管q103和第二开关管q102组成的对管通路工作完毕前，即以该结束时刻向前为第一开关管q101做升压复合工作的区间。
61.由上述工作原理可知，升压动作主要是在第三开关管q103和第二开关管q102组成
对管通路区间与第一开关管q101共通，此外也可以采用如图7(c)或者图7(d)所示的驱动方式，即在图7(a)所示的驱动基础上，在第三开关管q103和第二开关管q102对管及第一开关管q101和第四开关管q104对管相邻的导通区间使复合桥臂第一开关管q101和第三开关管q103共通进行升压，此时第五开关管q105必须关闭。因此相比图7(a)或者图7(b)所示的升压驱动方式可以实现升压扩展，但缺点在于进行升压的时候直流转换会被中断，因此使用中需要视情况具体选择，第五开关管q105的pwm开关频率依旧与高频转换单元的开关管的pwm开关频率一致或者是高频转换单元的开关管的pwm开关频率的两倍频。
62.此外，对整流滤波单元中的高频整流电路的开关管施加使高频隔离变压器tra线圈短路的驱动信号也可以进入升压储能模式，如对第七开关管q107和第八开关管q108(或者第九开关管q109和第十开关管q110)在谐振即将过零的时候施加短路导通信号，使高频隔离变压器tra的次级侧短路，此时将会在高频隔离变压器tra的漏感及高频隔离变压器tra线圈串联的谐振电感lr上进行升压储能，然后关闭pwm驱动信号，高频隔离变压器tra的次级侧短路工况中断，谐振电感lr或者高频隔离变压器tra的漏感则会等效串联在输出整流回路上，电感电动势反向，并与此时的输出整流是同向串联，因此构成升压。
63.由上面的分析可知，实施例1在上述升压状态下，避免了如图1所示的传统两级变换器中不必要的升压或者降压以及中间电容储能过程，实现了升压开关管的复用，以及减少了传统升压开关管的损耗，提高了系统效率。
64.在逆变模式下，第二直流源端连接直流电源，并与直流滤波电容c1并联，第一直流源端连接等效负载，等效负载可以是吸收能量的电源或者负载。根据直流降压的基本原理，当第二直流源侧电压折算到第一直流源端的电压ve比第一直流源端输出电压高则构成降压，否则可能需要升压。因此，如图8所示，实施例1工作在逆变状态下，第一开关管至第四开关管q101～q104起整流作用，因此可等效为二极管。
65.(1)假设根据输入输出电压折算需求判定为升压状态
66.先将第五开关管q105完全导通，同时副边直流侧的整流滤波单元中全桥整流电路此时进行全桥逆变工作，第七开关管至第十开关管q107～q110构成典型的h桥，当第七开关管q107和第十开关管q110对管或者第八开关管q108和第九开关管q109对管被同时施加如图11(a)的pwm驱动后，直流侧的电压则经过高频变压器tra的耦合直接传递到原边，再由第一开关管至第四开关管q101～q104全桥自动整流形成直流电压，并对吸收滤波电容cs1充电，该电压则可视为等效直流源，同时吸收滤波电容cs1的正极和第二开关管的漏极与第一续流电感l1连接，等效为正端，吸收滤波电容cs1的负极和第四开关管q104的源极与第二续流电感l2连接，等效为负端，则高频转换单元相当于是连接在第一续流电感l1和第二续流电感l2端口的直流源；同时对储能续流单元的第五开关管q105施加pwm驱动，则图8可等效为图9，由于第五开关管q105一直处于导通状态，可视为导线，因此实施例1可变成一个次边串联谐振的软开关全桥型直流变换器。电路中串联有谐振电感lr和谐振电容cr，因此使用中可以充分利用高频隔离及变压单元的频率变化带来的升压或降压的功能，在同一负载情况下，开关频率越高，升压越多，具体的工作原理为现有技术，在此不再进行累述。
67.此外，对整流滤波单元中的高频整流部分的开关管施加使高频隔离变压器tra线圈短路的驱动信号也可以进入升压储能模式，如对第三开关管q103和第四开关管q104在整流电流即将过零时或者下次整流开始前施加短路导通信号，使高频隔离变压器tra的输出
侧线圈短路，此时将会在高频隔离变压器tra的漏感及高频隔离变压器tra线圈串联的谐振电感lr上进行升压储能，然后关闭pwm驱动信号，高频隔离变压器tra的次级侧短路工况中断，原回路中的谐振电感lr或者高频隔离变压器tra的漏感则会等效串联在输出整流回路上，电感电动势反向，并与此时的输出整流是同向串联，因此构成升压并由第一开关管至第四开关管q101～q104全桥自动整流输出。
68.(2)根据第二直流源电压折算到第一直流源侧的电压ve需求判定为降压状态
69.此时图8可等效为图10，相当于在全桥逆变器的整流输出回路中增加了一个直流输入降压电路。
70.因此将加在第一续流电感l1和第二续流电感l2上的等效直流源电压必须降低或者变为pwm调压模式，因为有第一续流电感l1和第二续流电感l2存在，如果等效直流源是类似buck电路那样按照控制计算的占空比所施加，则电压会按照占空比折算下降。如果将全桥整流所形成的等效直流源连接在第一续流电感l1和第二续流电感l2上的时间减少，则构成了降压，因此对第七开关管至第十开关管q107～q110构成的典型h桥施加在图11(a)所示的占空比为50％的pwm驱动信号的基础上降低占空比的pwm驱动信号，对第五开关管q105施加pwm驱动进行导通，减少吸收滤波电容cs1、第二开关管q102和第三开关管q103对管以及第一开关管q101和第四开关管q104对管与第一续流电感l1和第二续流电感l2的连接，则构成了等效直流源的buck施加，即当第二开关管q102和第三开关管q103形成整流后，按照占空比需求关断第五开关管q105，此时第一续流电感l1和第二续流电感l2则通过第一开关管q101和第三开关管q103进行续流，第二开关管q102和第三开关管q103则继续整流对吸收滤波电容cs1充电。
71.此外，前述的等效直流源pwm模式施加在第一续流电感l1和第二续流电感l2还有另外一种方式，即第二直流源侧的整流滤波单元全桥逆变的占空比由原来的近似50％*2变为变换器运算控制所需的pwm驱动占空比d*2，并且全桥逆变的pwm导通驱动是中心侧紧连，非导通驱动在两侧，如果第七开关管q107和第十开关管q110对管记为a，第八开关管q108和第九开关管q109对管记为b，如图11(b)所示，原边的整流则为全桥对管，即第一开关管q101和第四开关管q104以及第二开关管q102和第三开关管q103d也是具有中心对称的2d*t时间导通的直流脉冲电压整流，其中，t为一个开关周期；同时在整流导通的时候给第五开关管q105施加pwm驱动，将吸收滤波电容cs1的电压及整流电压，即前述的等效直流源按照2*d的pwm模式施加在第一续流电感l1和第二续流电感l2的端口上，同样达到了前述的降压目的。
72.依据上述的工作原理可知，当第五开关管q105处于pwm工作状态时，第五开关管q105的pwm开关频率与高频整流电路的开关管的pwm开关频率一致或者为两倍频关系。此外，在某些输出电压相对较高的场合，考虑到开关管以及后端滤波电压的选取，可以将开关管和滤波电容采用串联或者类似串联提高耐压的模式。
73.以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。