变流整流的恒流模式无线充电系统的制作方法

1.本实用新型涉及一种变流整流的恒流模式无线充电系统及其设计与控制方法，是一种无线电能传输技术，属于电力电子/无线充电领域。


背景技术：

2.近年来，随着新能源汽车产业的发展，电动汽车的无线充电技术也呈现出巨大的发展前景，并受到产业界和国家层面高度重视，相关的国际标准(sae j2954，iso 19363，iec 61980)和国家标准相继发布。截至2022年5月1日，关于《gb/t 38775.x电动汽车无线充电系统》的7个国家标准(即7个部分)，已经全部正式公布实施。
3.上述国标之第6部分和第7部分的内容为，地面端与车辆端的互操作性要求及测试。其中第5节将地面设备和车载设备分为a类和b类，a类设备应满足与标准附录a中参考设备的互操作性要求。现将该系列国标的核心内容归纳如下。
4.不同功率等级的a类设备构成的mf-wpt(wireless power transfer through magnetic field——以磁场为介质的无线电能传输)系统，其额定输出功率见下表。
[0005][0006]
国标推荐的a类地面参考设备与a类车载参考设备构成的mf-wpt系统，原边补偿网络和副边补偿网络采用的是lcc-ccl拓扑。其电气架构如图7所示。
[0007]
在不同功率等级下，a类设备构成的mf-wpt系统的主要电气参数如下：
[0008][0009]
a类参考设备在不同离地间隙、不同功率等级下，原边线圈自感量的最小值l
p-min
与最大值l
p-max
、副边线圈自感量的最小值l
s-min
与最大值l
s-max
、原边线圈与副边线圈之耦合系数的最小值k
min
与最大值k
max
、及其补偿网络参数，归纳列表如下。
[0010][0011]
在不同功率等级、不同离地间隙类型下，a类参考设备的机械尺寸如下：
[0012]
[0013][0014]
由上述国标《gb/t 38775.x电动汽车无线充电系统》的核心内容可见，电动汽车无线充电系统的地面设备可以采用三级功率变换。第一级为pfc变换，即高功率因数ac-dc；第二级为dc-dc变换；第三级为dc-ac变换，推荐为定频工作，标称频率f0＝(85.5
±
0.05)khz。其中第二级的dc-dc变换为可选项。
[0015]
若要适应输入电压u
dc
＝300～840v，目前有两种方法，第一种方法是加入第二级的dc-dc变换，一般采用buck拓扑；第一级的pfc变换采用boot拓扑。第二种方法是去掉第二级的dc-dc变换，第一级的pfc变换采用buck-boot拓扑。这两种方法的缺点是，控制复杂、成本较高、效率较低，这是由于输入电压u
dc
范围很宽造成的。
[0016]
宽输入电压范围的第二个缺点是，若耦合系数k较高则输入电压u
dc
较低，导致原边线圈电流较小而副边线圈电流较大；极限情况时副边线圈i
s-max
电流很可能超限。并且，车载的副边线圈较小且不利于散热，而电流很大；地面的原边线圈较大且利于散热，却电流较小。这是不合理的，也是不安全的。
[0017]
宽输入电压范围的第三个缺点是，若耦合系数k较高而所需输出功率较小，比如高功率等级的地面设备与低功率等级的车载设备配合时，可能导致输入电压u
dc
降到最低电压300v以下。这也是不合适的。
[0018]
之所以输入电压u
dc
＝300～840v的范围很宽，是因为国标推荐的mf-wpt系统之补偿拓扑和电气架构，定频工作于恒流模式，其输出电流与耦合系数k成正比。耦合系数的总体范围是k＝0.100～0.279，则有0.100/0.279≈300/840。
[0019]
不同功率等级之车载参考设备的机械尺寸、副边线圈的自感量，在离地间隙z3和z2类型下是相同的，而在离地间隙z1类型下是不完全相同的。这给车载设备的标准化设计和制造带来不便，并且增大了对位状态下原边线圈自感量的变化范围。


技术实现要素：

[0020]
本实用新型的目的是，克服现有技术的不足，提出一种变流整流的恒流模式无线充电系统及其设计与控制方法。其副边补偿网络采用三增益或双增益ccl拓扑、整流器采用变流整流拓扑，给出优化设计方法以确定最优系统参数和副边磁芯尺寸，提出根据耦合系数区间切换的多级变流整流控制方法。缩窄直流母线电压范围，且为升降功率留有余量；优化分配原/副边线圈的电流大小，改善散热效果。有利于第一级pfc变换采用boot拓扑且去掉第二级dc-dc变换；有利于统一原/副边线圈的自感量和每类离地间隙的车载设备尺寸。在国标框架之内兼容国标推荐的mf-wpt系统，以加速标准化和推广应用。
[0021]
本实用新型的技术方案如下。
[0022]
一种变流整流的恒流模式无线充电系统，包括原边部分和副边部分；原边部分包含ac-dc变换电路(1)、dc-ac变换器(2)、原边补偿网络(3)和原边线圈lp，副边部分包含副
边线圈ls、副边补偿网络(4)、变流整流器(5)和滤波电路(6)。ac-dc变换电路(1)含有apfc单元，实现高功率因数并调节其输出的直流电压；dc-ac变换器(2)采用全桥拓扑；原边补偿网络(3)采用lcc拓扑，包括电容cp、cr和电感lr。其中，
[0023]
副边补偿网络(4)采用三增益ccl拓扑或者双增益ccl拓扑；三增益ccl拓扑包括电容cs、c1、c2、c3和电感l1、l2、l3，双增益ccl拓扑包括电容cs、c1、c2和电感l1、l2。
[0024]
变流整流器(5)采用三阶变流拓扑或者二阶变流拓扑，分别对应副边补偿网络(4)的三增益ccl拓扑或者双增益ccl拓扑；三阶变流拓扑有两种，即三桥臂二开关拓扑和二桥臂三开关拓扑；二阶变流拓扑也有两种，即三桥臂一开关拓扑和二桥臂二开关拓扑。三桥臂二开关拓扑包括二极管d1、d2、d3、d4、d5、d6和开关s1、s2，二桥臂三开关拓扑包括二极管d1、d2、d3、d4和开关s1、s2、s3；将三桥臂二开关拓扑去掉开关s2则变成三桥臂一开关拓扑，将二桥臂三开关拓扑去掉开关s3则变成二桥臂二开关拓扑。所述开关s1、s2、s3为电子开关或者接触器开关。
[0025]
副边补偿网络(4)与变流整流器(5)的连接关系是，所述三增益ccl拓扑对应连接三阶变流拓扑，所述双增益ccl拓扑对应连接二阶变流拓扑。
[0026]
当副边补偿网络(4)采用三增益ccl拓扑、变流整流器(5)采用三阶变流拓扑时：副边线圈ls第一端连接电容cs第一端，电容cs第二端连接电容c2第一端和电感l2第一端，电感l2的第二端作为节点v2；电容c2的第二端作为节点v3；副边线圈ls第二端连接电容c1第二端和电感l1第一端，电感l1的第二端作为节点v1；电容c1第一端连接电容c3第二端和电感l3第一端，电容c3第一端连接节点v3，电感l3的第二端作为节点v4。若变流整流器(5)采用三桥臂二开关拓扑，则二极管d3阳极和二极管d4阴极连接节点v2，二极管d5阳极和二极管d6阴极连接节点v3；二极管d1阳极和二极管d2阴极连接开关s1、s2的一端，s1另一端连接节点v1，s2另一端连接节点v4；二极管d1、d3、d5的阴极连接在一起作为变流整流器(5)的正端vd，二极管d2、d4、d6的阳极连接在一起作为变流整流器(5)的地端gnd。若变流整流器(5)采用二桥臂三开关拓扑，则二极管d3阳极和二极管d4阴极连接节点v2，二极管d1阳极和二极管d2阴极连接开关s1、s2、s3的一端，s1另一端连接节点v1，s2另一端连接节点v4，s3另一端连接节点v3。二极管d1、d3的阴极连接在一起作为变流整流器(5)的正端vd，二极管d2、d4的阳极连接在一起作为变流整流器(5)的地端gnd。
[0027]
当副边补偿网络(4)采用双增益ccl拓扑、变流整流器(5)采用二阶变流拓扑时：副边线圈ls第一端连接电容cs第一端，电容cs第二端连接电容c2第一端和电感l2第一端，电感l2的第二端作为节点v2；电容c2的第二端作为节点v3；副边线圈ls第二端连接电容c1第二端和电感l1第一端，电容c1第一端连接节点v3，电感l1的第二端作为节点v1。若变流整流器(5)采用三桥臂一开关拓扑，则二极管d3阳极和二极管d4阴极连接节点v2，二极管d5阳极和二极管d6阴极连接节点v3；二极管d1阳极和二极管d2阴极连接开关s1的一端，s1另一端连接节点v1；二极管d1、d3、d5的阴极连接在一起作为变流整流器(5)的正端vd，二极管d2、d4、d6的阳极连接在一起作为变流整流器(5)的地端gnd。若变流整流器(5)采用二桥臂二开关拓扑，则二极管d3阳极和二极管d4阴极连接节点v2，二极管d1阳极和二极管d2阴极连接开关s1、s2的一端，s1另一端连接节点v1，s2另一端连接节点v3。二极管d1、d3的阴极连接在一起作为变流整流器(5)的正端vd，二极管d2、d4的阳极连接在一起作为变流整流器(5)的地端gnd。
[0028]
若需要双向电能传输或者同步整流，则用开关管q1、q2、q3、q4、q5、q6分别替换所述二极管d1、d2、d3、d4、d5、d6，开关管采用mosfet或者igbt，开关管的源极和漏极分别对应二极管的阳极和阴极，其连接关系保持不变。
[0029]
变流整流器(5)的正端vd和地端gnd经过滤波电路(6)连接等效负载ro。交流电源uac连接ac-dc变换电路(1)。
[0030]
所述变流整流的恒流模式无线充电系统的设计方法如下。
[0031]
说明：所述设计方法适用于国标规定的三类离地间隙z1、z2、z3和三个功率等级mf-wpt1、mf-wpt2、mf-wpt3，还能推广到更高功率等级的无线充电系统。
[0032]
定义：q
p
＝u
pip
为原边线圈的伏安值，u
p
＝ω0l
pip
为原边线圈的电压有效值；qs＝u
sis
为副边线圈的伏安值，us＝ω0l
sis
为副边线圈的电压有效值；其中ω0＝2πf0，f0为mf-wpt系统的标称频率。则mf-wpt系统在恒流模式下的传输功率与线圈伏安值的关系式为：
[0033][0034]
其中，p为传输功率，k为耦合系数，m为互感量。l
p
为原边线圈的自感量，ls为副边线圈的自感量；i
p
为原边线圈的电流有效值，is为副边线圈的电流有效值。
[0035]
原边线圈lp和副边线圈ls的设计原则：
[0036]
1)令原边线圈与副边线圈的伏安值相对均衡，定义伏安均衡系数b。
[0037][0038]qsm_h-3
＝b
·qpm
,b＝1.25～1.65
ꢀꢀꢀ
(e-02)
[0039]
2)对三类离地间隙和三个功率等级，原边线圈采用同一的自感量；根据三类离地间隙而无论功率等级，副边线圈采用三个不同的自感量，或者无论离地间隙和功率等级，副边线圈采用同一的自感量。设定副边线圈的自感量与耦合系数的关系：
[0040]
或者l
s_h
＝l
s_3
ꢀꢀꢀ
(e-03)
[0041]
式(e-01)～式(e-03)中，p
m-n
为第n功率等级的最大功率(对三类离地间隙相同)；k
m_h
为zh离地间隙的最小耦合系数(对三个功率等级相同)，k
m_3
为z3离地间隙的最小耦合系数；为原边线圈的最大伏安值，i
pm
为原边线圈的最大电流有效值，l
p
为原边线圈自感量；和分别为副边线圈在zh离地间隙之第n功率等级、第3功率等级的最大伏安值；i
sm_h-n
和i
sm_h-3
分别为副边线圈在zh离地间隙之第n功率等级、第3功率等级的最大电流有效值；l
s_h
和l
s_3
分别为zh离地间隙和z3离地间隙的副边线圈自感量。n＝1,2,3表示功率等级；h＝1,2,3表示离地间隙类型；η为mf-wpt系统除耦合线圈之外的效率，一般要求η＞0.9。
[0042]
原边补偿网络(3)的设计原则：原边补偿网络(3)采用同一的参数[lr,cr,c
p
]。
[0043]
副边补偿网络(4)的设计原则：根据不同离地间隙和功率等级确定不同的参数[c
s_h-n
,c
1_h-n
,c
2_h-n
,c
3_h-n
,l
1_h-n
,l
2_h-n
,l
3_h-n
]。
[0044]
基于上述设计原则，根据补偿网络的拓扑特征，给出原边线圈lp、副边线圈ls和原边补偿网络(3)、副边补偿网络(4)，在恒流模式下实现变流整流的参数设计公式。当副边线
圈采用同一的自感量时，在式(e-04)和(e-05)中用k
m_3
替换k
m_h
。
[0045][0046][0047][0048][0049][0050]cs_h-n
,c
1_h-n
,c
2_h-n
,c
3_h-n
,l
1_h-n
,l
2_h-n
,l
3_h-n
分别为cs,c1,c2,c3,l1,l2,l3在zh离地间隙第n功率等级的参数值；为中间变量。i
om-n
为变流整流器(5)在第n功率等级的输出电流之最大值；u
dc-m
为dc-ac变换器(2)的直流母线电压最大值，即ac-dc变换电路(1)输出电压u
dc
的最大值。k
m_h
为zh离地间隙的最大耦合系数(对三个功率等级相同)。g为增益阶数，三增益ccl拓扑g＝3，双增益ccl拓扑g＝2。qh称作公比；当g＝3时，若1.385≤qh≤1.445，则取以令l
1_h-n
＝l
2_h-n
。
[0051]
双增益ccl拓扑可以看作三增益ccl拓扑的降阶，即g＝2时，l
3_h-n
＝0、c
3_h-n
＝∞，从而去掉。
[0052]
说明：式(e-05)给出的自感量l
p
与l
s_h
，是在zh离地间隙之最小耦合系数时的值。这
是因为原边线圈与副边线圈在配对时，随着离地间隙和对准偏移的不同，其自感量是变化的。原边线圈与副边线圈各自独立时的自感量应适当减小(根据实验调定)。
[0053]
三类离地间隙z1、z2、z3的副边线圈所适配磁芯的机械尺寸，按照下述方法调整确定：在每一类离地间隙的范围及其x、y方向的偏移范围内，当副边线圈与原边线圈的耦合系数最小时，确定该类离地间隙的磁芯之机械尺寸，使得标准参考设备的原边线圈之自感量l
p
符合式(e-05)算出的设计值；并且在三类离地间隙之耦合系数最大时，原边线圈自感量的最大值之差最小化。
[0054]
所述变流整流的恒流模式无线充电系统的控制方法如下。
[0055]
参照国标《gb/t 38775.6-2021电动汽车无线充电系统第6部分》之规定，分别确认z1、z2、z3离地间隙之耦合系数的最小值k
m_h
和最大值k
m_h
。根据副边补偿网络(4)的参数设计、变流整流器(5)的拓扑结构和耦合系数的变化范围，提出基于定频恒流模式之变流整流的控制流程。
[0056]
第一步，将耦合系数划分区间。
[0057]
当副边补偿网络(4)采用三增益ccl拓扑时，将耦合系数分成三个区间：[k
m_h
,k
1_h
)、[k
1_h
,k
2_h
)、[k
2_h
,k
m_h
]，其中k
1_h
和k
2_h
为zh离地间隙之耦合系数的两个分界值。设定k
m_h
,k
1_h
,k
2_h
是公比为qh的等比数列，
[0058]
当副边补偿网络(4)采用双增益ccl拓扑时，将耦合系数分成两个区间：[k
m_h
,k
a_h
)、[k
a_h
,k
m_h
]，其中k
a_h
为zh离地间隙之耦合系数的分界值。设定k
m_h
,k
a_h
,k
m_h
是公比为qh的等比数列，
[0059]
第二步，在副边线圈与原边线圈完成对位之后，将检测出的互感量me换算成实际的耦合系数ke。
[0060]
第三步，根据副边补偿网络(4)采用的拓扑，判断耦合系数ke所属的区间。
[0061]
第四步，控制变流整流器(5)中开关s1、s2、s3的通断状态。
[0062]
对于三阶变流的三桥臂二开关拓扑：
[0063]
当ke∈[k
m_h
,k
1_h
)时，令开关s1、s2均关断；
[0064]
当ke∈[k
1_h
,k
2_h
)时，令开关s1关断、s2导通；
[0065]
当ke∈[k
2_h
,k
m_h
]时，令开关s2关断、s1导通。
[0066]
对于三阶变流的二桥臂三开关拓扑：
[0067]
当ke∈[k
m_h
,k
1_h
)时，令开关s1、s2关断，s3导通；
[0068]
当ke∈[k
1_h
,k
2_h
)时，令开关s1、s3关断，s2导通；
[0069]
当ke∈[k
2_h
,k
m_h
]时，令开关s2、s3关断，s1导通。
[0070]
对于二阶变流的三桥臂一开关拓扑：
[0071]
当ke∈[k
m_h
,k
a_h
)时，令开关s1关断；
[0072]
当ke∈[k
a_h
,k
m_h
]时，令开关s1导通。
[0073]
对于二阶变流的二桥臂二开关拓扑：
[0074]
当ke∈[k
m_h
,k
a_h
)时，令开关s1关断、s2导通；
[0075]
当ke∈[k
a_h
,k
m_h
]时，令开关s2关断、s1导通。
[0076]
据此能够实现三阶或二阶变流整流，且变流的倍数是公比为qh的等比数列。
[0077]
第五步，启动dc-ac变换器(2)以标称频率f0＝85.5khz定频运行，同时调节ac-dc变换电路(1)的输出电压u
dc
，以恒定或调整输出电流。
[0078]udc
即是dc-ac变换器(2)的直流母线电压。若按照上述的设计与控制方法，则u
dc
的变化范围基本确定为u
dc
＝760v～535v，电压跨度
[0079]
因为输出电流与u
dc
成正比，基于电压数据840/760≈1.1和400/535≈0.75，则在最小耦合系数情况下，输出电流仍有10％的上调余量，在最大耦合系数情况下，输出电流仍有25％的下调余量。所以在u
dc
不低于400v的条件下，单相交流电源输入的ac-dc变换电路(1)可以采用boost型单级pfc变换，从而简化控制、提高效率、降低成本。
[0080]
因为直流母线电压u
dc
＝760v～535v，所以原边线圈电流i
p
≈(1～0.7)i
pm
。因为采用三阶等比变流整流，所以副边线圈电流i
s-n
≤(1,0.7,0.5)i
sm-n
。据此可知，只有在输出功率大于9.9kw(9.9＝11.1
×
58/65)且k＜0.158(0.158＝0.141
×
65/58)时，副边线圈电流才大于原边线圈电流；其他任何情况下，副边线圈电流都小于原边线圈电流。
[0081]
本实用新型与现有技术相比具有如下优越性。
[0082]
1)本实用新型能够缩窄直流母线电压范围，且为提高或降低输出功率留有余量；
[0083]
2)本实用新型有利于采用boot型单级pfc变换器而去掉第二级的dc-dc变换；
[0084]
3)本实用新型有利于减小副边线圈电流而适当增大原边线圈电流，改善副边散热；
[0085]
4)本实用新型有利于统一原/副边线圈的自感和每类离地间隙下副边磁芯的尺寸；
[0086]
5)本实用新型在国标框架之内，兼容国标推荐的mf-wpt系统之电路拓扑和定频恒流模式，提供了优化设计与精简控制方案，为mf-wpt系统标准化和推广应用加强了基础。
附图说明
[0087]
图1是所述变流整流的恒流模式无线充电系统之第一实施例原理框图。
[0088]
在第一实施例中，副边补偿网络(4)采用三增益ccl拓扑，变流整流器(5)采用三桥臂二开关(三阶变流)拓扑。
[0089]
图2是所述变流整流的恒流模式无线充电系统之第二实施例原理框图。
[0090]
在第二实施例中，副边补偿网络(4)采用双增益ccl拓扑，变流整流器(5)采用三桥臂一开关(二阶变流)拓扑。
[0091]
图3是所述变流整流的恒流模式无线充电系统之第三实施例原理框图。
[0092]
在第三实施例中，用开关管q1、q2、q3、q4、q5、q6分别替换了第二实施例中的二极管d1、d2、d3、d4、d5、d6，其它部分与第二实施例相同。
[0093]
图4是所述变流整流的恒流模式无线充电系统之第四实施例原理框图。
[0094]
在第四实施例中，副边补偿网络(4)采用三增益ccl拓扑，变流整流器(5)采用二桥臂三开关(三阶变流)拓扑。
[0095]
图5是所述变流整流的恒流模式无线充电系统之第五实施例原理框图。
[0096]
在第五实施例中，副边补偿网络(4)采用双增益ccl拓扑，变流整流器(5)采用二桥臂二开关(二阶变流)拓扑。
[0097]
图6是所述变流整流的恒流模式无线充电系统之第六实施例原理框图。
[0098]
在第六实施例中，用开关管q1、q2、q3、q4分别替换了第五实施例中的二极管d1、d2、d3、d4，其它部分与第五实施例相同。
[0099]
图7是国标推荐的由a类参考设备构成的mf-wpt系统之电气架构原理框图。
[0100]
图8是原边线圈与副边线圈相互耦合的互感模型图。
[0101]
图9是原边线圈与副边线圈相互耦合的受控源等效模型图。
[0102]
图10是t型网络的电路原理图。
[0103]
图11是原边补偿网络接入原边线圈的等效电路模型图。
[0104]
图12是副边线圈连接三增益ccl补偿网络的等效电路模型图。
[0105]
图13是副边线圈连接双增益ccl补偿网络的等效电路模型图。
[0106]
附图中的标号：1—ac-dc变换电路，2—dc-ac变换器，3—原边补偿网络，4—副边补偿网络，5—变流整流器，6—滤波电路；lp—原边线圈，ls—副边线圈。cp、cr、cs、c1、c2、c3—电容，lr、l1、l2、l3—电感；s1、s2、s3—开关，d1、d2、d3、d4、d5、d6—二极管，q1、q2、q3、q4、q5、q6—开关管。uac—交流电源，ro—等效负载。
具体实施方式
[0107]
下面将结合附图，以优选实施例，对本实用新型进行详细地描述与分析。显然，所描述的实施例仅仅是本实用新型的一部分实施例而非全部。
[0108]
再说明一点，在本实用新型中涉及的“第一”“第二”等描述仅用于指示性说明之目的，而不能理解为表示其相对重要性或者隐含指明技术特征的数量。
[0109]
1、本实用新型的优选实施例
[0110]
如图1～图6所示，一种变流整流的恒流模式无线充电系统及其设计与控制方法，其无线充电系统包括原边部分和副边部分；原边部分包含ac-dc变换电路(1)、dc-ac变换器(2)、原边补偿网络(3)和原边线圈lp，副边部分包含副边线圈ls、副边补偿网络(4)、变流整流器(5)和滤波电路(6)。ac-dc变换电路(1)含有apfc单元，实现高功率因数并调节其输出的直流电压；dc-ac变换器(2)采用全桥拓扑；原边补偿网络(3)为lcc拓扑，包括电容cp、cr和电感lr。
[0111]
副边补偿网络(4)采用三增益ccl拓扑或者双增益ccl拓扑；三增益ccl拓扑包括电容cs、c1、c2、c3和电感l1、l2、l3，双增益ccl拓扑包括电容cs、c1、c2和电感l1、l2。
[0112]
变流整流器(5)采用三阶变流拓扑或者二阶变流拓扑，分别对应副边补偿网络(4)的三增益ccl拓扑或者双增益ccl拓扑；三阶变流拓扑有两种，即三桥臂二开关拓扑和二桥臂三开关拓扑；二阶变流拓扑也有两种，即三桥臂一开关拓扑和二桥臂二开关拓扑。三桥臂二开关拓扑包括二极管d1、d2、d3、d4、d5、d6和开关s1、s2，二桥臂三开关拓扑包括二极管d1、d2、d3、d4和开关s1、s2、s3；将三桥臂二开关拓扑去掉开关s2则变成三桥臂一开关拓扑，将二桥臂三开关拓扑去掉开关s3则变成二桥臂二开关拓扑。所述开关s1、s2、s3为电子开关或者接触器开关。
[0113]
副边补偿网络(4)与变流整流器(5)的连接关系是，所述三增益ccl拓扑对应连接三阶变流拓扑，所述双增益ccl拓扑对应连接二阶变流拓扑。
[0114]
如图1、图2所示，副边补偿网络(4)采用三增益ccl拓扑、变流整流器(5)采用三阶变流拓扑。副边线圈ls第一端连接电容cs第一端，电容cs第二端连接电容c2第一端和电感
l2第一端，电感l2的第二端作为节点v2；电容c2的第二端作为节点v3；副边线圈ls第二端连接电容c1第二端和电感l1第一端，电感l1的第二端作为节点v1；电容c1第一端连接电容c3第二端和电感l3第一端，电容c3第一端连接节点v3，电感l3的第二端作为节点v4。若变流整流器(5)采用三桥臂二开关拓扑，则二极管d3阳极和二极管d4阴极连接节点v2，二极管d5阳极和二极管d6阴极连接节点v3；二极管d1阳极和二极管d2阴极连接开关s1、s2的一端，s1另一端连接节点v1，s2另一端连接节点v4；二极管d1、d3、d5的阴极连接在一起作为变流整流器(5)的正端vd，二极管d2、d4、d6的阳极连接在一起作为变流整流器(5)的地端gnd。若变流整流器(5)采用二桥臂三开关拓扑，则二极管d3阳极和二极管d4阴极连接节点v2，二极管d1阳极和二极管d2阴极连接开关s1、s2、s3的一端，s1另一端连接节点v1，s2另一端连接节点v4，s3另一端连接节点v3。二极管d1、d3的阴极连接在一起作为变流整流器(5)的正端vd，二极管d2、d4的阳极连接在一起作为变流整流器(5)的地端gnd。
[0115]
如图4、图5所示，副边补偿网络(4)为双增益ccl拓扑、变流整流器(5)为二阶变流拓扑。副边线圈ls第一端连接电容cs第一端，电容cs第二端连接电容c2第一端和电感l2第一端，电感l2的第二端作为节点v2；电容c2的第二端作为节点v3；副边线圈ls第二端连接电容c1第二端和电感l1第一端，电容c1第一端连接节点v3，电感l1的第二端作为节点v1。若变流整流器(5)为三桥臂一开关拓扑，则二极管d3阳极和二极管d4阴极连接节点v2，二极管d5阳极和二极管d6阴极连接节点v3；二极管d1阳极和二极管d2阴极连接开关s1的一端，s1另一端连接节点v1；二极管d1、d3、d5的阴极连接在一起作为变流整流器(5)的正端vd，二极管d2、d4、d6的阳极连接在一起作为变流整流器(5)的地端gnd。若变流整流器(5)为二桥臂二开关拓扑，则二极管d3阳极和二极管d4阴极连接节点v2，二极管d1阳极和二极管d2阴极连接开关s1、s2的一端，s1另一端连接节点v1，s2另一端连接节点v3。二极管d1、d3的阴极连接在一起作为变流整流器(5)的正端vd，二极管d2、d4的阳极连接在一起作为变流整流器(5)的地端gnd。
[0116]
若需要双向电能传输或者同步整流，则用开关管q1、q2、q3、q4、q5、q6分别替换所述二极管d1、d2、d3、d4、d5、d6，开关管采用mosfet或者igbt，开关管的源极和漏极分别对应二极管的阳极和阴极，其连接关系不变。如图3、图6所示。
[0117]
变流整流器(5)的正端vd和地端gnd经过滤波电路(6)连接等效负载ro。交流电源uac连接ac-dc变换电路(1)。
[0118]
2、本实用新型的工作原理
[0119]
所述变流整流的恒流模式无线充电系统之工作原理，分三节内容详细分析。
[0120]
2.1耦合线圈的互感模型与受控源等效模型
[0121]
变流整流的恒流模式无线充电系统之原边线圈与副边线圈相互耦合，其互感模型如图8所示。根据电路理论，得到频域方程组如下。
[0122][0123]
式(e-1)中，l
p
为原边线圈的自感，ls为副边线圈的自感，m为耦合线圈的互感。ω为交流电源u1的角频率。
[0124]
根据频域方程组可以建立耦合线圈的受控源等效模型，如图9所示。
[0125]
定义耦合系数k：
[0126][0127]
2.2t型网络及其电路特性
[0128]
t型网络是一种由电感和电容组成的电路，如图10所示，常用于谐振变换器中。
[0129]
设输入为正弦电压源，输入电压、电流的有效值分别为u
in
和i
in
，输出电压、电流的有效值分别为uo和io，则由kvl和欧姆定律可得：
[0130][0131]
式(e-3)中，gi为电流传递函数，其等于输出电流与输入电压之比；z
in
为输入阻抗，其等于输入电压与输入电流之比；r
l
为等效负载。
[0132]
若要实现恒流模式，即全负载范围内的恒流输出，电流传递函数gi与等效负载r
l
无关；同时满足输入无功功率为零，即输入阻抗角为零。则需下列约束条件：
[0133][0134]
此时，电流传递函数gi和输入阻抗z
in
分别为：
[0135][0136]
恒流输出条件与z3无关，但是z3却影响输入阻抗角。不妨设：z1和z3为电感性，z2为电容性；或者z1和z3为电容性，z2为电感性。则约束条件具化为：
[0137]
或者
[0138]
2.3恒流模式和变流整流的基本条件
[0139]
下面将t型网络引入mf-wpt系统的补偿网络设计，从定频的角度进行分析。
[0140]
将t型网络引入耦合线圈受控源等效模型的原边，得到原边补偿网络接入原边线圈的等效电路模型，如图11所示。该原边补偿网络采用lcc拓扑，根据式(e-6)得出：
[0141][0142]
将t型网络引入耦合线圈受控源等效模型的副边，得到副边线圈连接三增益ccl补偿网络和双增益ccl补偿网络的等效电路模型，如图12、图13所示。
[0143]
定义公比q∈(1,2)，当副边补偿网络为三增益ccl拓扑时，根据式(e-6)得出：
[0144][0145]
对于双增益ccl拓扑，可以看作三增益ccl拓扑的降阶，即令式(e-8)中的l3＝0、c3＝∞，从而去掉。其关系式简化为：
[0146][0147]
式(e-7)和式(e-8)、式(e-9)即为mf-wpt系统运行于恒流模式且实现变流整流的基本条件。如图1所示，变流整流器(5)以节点v1、v2输入或者以节点v2、v4或者以节点v2、v3输入时，mf-wpt系统均运行于恒流模式，且变流整流器(5)的输出电流与公比q成正比。在此基础上，由受控源等效模型可知，耦合线圈的传输功率p为：
[0148][0149]
由式(e-10)可见，耦合线圈的最大传输能力由角频率ω、原边电流有效值i
p
、副边电流有效值is、原边线圈自感l
p
、副边绕组自感ls和耦合系数k共同决定。
[0150]
由受控源等效模型和式(e-5)、式(e-2)得出：
[0151][0152]
其中，ie为整流器输入电流的有效值，即从节点va和vc流动的电流有效值；io为整流器输出电流(平均值)。正弦交流电有效值ie与平均值io的关系由积分得出。
[0153]
设dc-ac变换器(2)的直流母线电压为u
dc
，忽略dc-ac变换器(2)中开关管的导通压降。根据傅里叶级数分析，dc-ac变换器(2)输出电压的基波有效值u
in
为：
[0154][0155]
根据式(e-12)和式(e-5)得出：
[0156]
[0157]
3、本实用新型的设计方法
[0158]
定义：原边线圈的伏安值q
p
＝u
pip
，原边线圈的电压有效值u
p
＝ω0l
pip
；副边线圈的伏安值qs＝u
sis
，副边线圈的电压有效值us＝ω0l
sis
。其中ω0＝2πf0，f0为mf-wpt系统的标称频率。由式(e-10)得出：
[0159][0160]
其中，p
m-n
为第n功率等级的最大功率(对三类离地间隙相同)，k
m_h
为zh离地间隙的最小耦合系数(对三个功率等级相同)；为原边线圈的最大伏安值，i
pm
为原边线圈的最大电流有效值；为副边线圈在zh离地间隙第n功率等级的最大伏安值，i
sm_h-n
为副边线圈在zh离地间隙第n功率等级的最大电流有效值。n＝1,2,3表示功率等级；h＝1,2,3表示离地间隙类型。η为mf-wpt系统的效率(耦合线圈除外)，一般要求η＞0.9。
[0161]
针对三类离地间隙z1、z2、z3和三个功率等级mf-wpt1、mf-wpt2、mf-wpt3，提出设计原边线圈lp、副边线圈ls、原边补偿网络(3)和副边补偿网络(4)的方法。
[0162]
3.1原边线圈lp和副边线圈ls的设计
[0163]
首先确定原边线圈lp和副边线圈ls的设计原则，共有两条。
[0164]
1)令原边线圈与副边线圈的伏安值相对均衡。定义伏安均衡系数b，设定：
[0165]qsm-3-h
＝b
·qpm
,b＝1.25～1.65
ꢀꢀꢀ
(e-15)
[0166]
2)对于三类离地间隙和三个功率等级，原边线圈采用同一的自感量；根据三类离地间隙而无论功率等级，副边线圈采用三个不同的自感量，或者无论离地间隙和功率等级，副边线圈采用同一的自感量。设定副边线圈的自感量与耦合系数的关系：
[0167][0168]
按照所述原则，由式(e-14)、式(e-15)和式(e-16)得出：
[0169][0170][0171]
其中，l
s_h
为zh离地间隙之副边线圈的自感量；l
p
为原边线圈的自感量；i
sm_3-3
为副边线圈在z3离地间隙第3功率等级的最大电流有效值，p
m-3
为第3功率等级的最大功率(对三
类离地间隙相同)，k
m_3
为z3离地间隙的最小耦合系数(对三个功率等级相同)。当副边线圈采用同一的自感量时，在式(e-17)和式(e-18)中用k
m_3
替换k
m_h
。
[0172]
由于地面设备和车载设备在配对时，随着离地间隙和对准偏移的不同，原边线圈与副边线圈的自感量是变化的。因此，式(e-18)给出的自感量，是在zh离地间隙之最小耦合系数时的值。原边线圈和副边线圈独立时的自感量应适当减小(根据实验调定)。
[0173]
3.2原边补偿网络(3)的设计
[0174]
原边补偿网络(3)采用同一的参数[lr,cr,c
p
]。
[0175]
由式(e-13)可以确定电感lr的值。
[0176][0177]
其中，u
dc-m
为dc-ac变换器(2)的直流母线电压的最大值，即是ac-dc变换电路(1)输出电压u
dc
的最大值。
[0178]
将式(e-19)代入(e-7)推导出：
[0179][0180]
3.3副边补偿网络(4)的设计
[0181]
对于z2和z3离地间隙，副边补偿网络(4)采用三增益ccl拓扑，对于z1离地间隙，副边补偿网络(4)采用双增益ccl拓扑或者三增益ccl拓扑。
[0182]
副边补偿网络(4)根据不同离地间隙类型和功率等级，确定具体的参数[c
s_h-n
,c
1_h-n
,c
2_h-n
,c
3_h-n
,l
1_h-n
,l
2_h-n
,l
3_h-n
]，分别为[cs,c1,c2,c3,l1,l2,l3]在zh离地间隙第n功率等级的参数值。其中引入中间变量
[0183]
由式(e-11)和式(e-17)、式(e-18)推导出：
[0184][0185]
由式(e-21)和式(e-8)、式(e-9)可推导出副边补偿网络参数的统一解析式：
[0186][0187]
式(e-21)～(e-22)中，i
em-n
为变流整流器(5)的输入电流在第n功率等级的最大有效值，i
om-n
为变流整流器(5)的输出电流在第n功率等级的最大值，k
m_h
为zh离地间隙的最大耦合系数(对三个功率等级相同)。g为增益阶数，三增益ccl拓扑g＝3，双增益ccl拓扑g＝2。qh称作公比；当g＝3时，若1.385≤qh≤1.445时，则取使得l
1_h-n
＝l
2_h-n
。
[0188]
由式(e-22)可见，双增益ccl拓扑可以看作三增益ccl拓扑的降阶。即g＝2时，l
3_h-n
＝0,c
3_h-n
＝∞，从而去掉。
[0189]
3.4副边线圈适配磁芯的机械尺寸
[0190]
三类离地间隙z1、z2、z3的副边线圈所适配磁芯的机械尺寸，按照下述方法调整确定：在每一类离地间隙的范围及其x、y方向的偏移范围内，当副边线圈与原边线圈的耦合系数最小时，确定该类离地间隙的磁芯之机械尺寸，使得标准参考设备的原边线圈之自感量l
p
符合式(e-18)算出的设计值；并且在三类离地间隙之耦合系数最大时，原边线圈自感量的最大值之差最小化。
[0191]
3.5原/副边线圈及其补偿网络的最优参数
[0192]
此节在兼容国标gb/t 38775.x的原则下，根据上述设计方法，给出恒流模式且能实现变流整流的一组最优参数。
[0193]
对于z2和z3离地间隙，副边补偿网络(4)采用三增益ccl拓扑；对于z1离地间隙，副边补偿网络(4)采用双增益ccl拓扑；统一公比
[0194]
根据国标《gb/t 38775.6—2021电动汽车无线充电系统》之规定，f0＝85.5khz，p
m-3
＝11.1kw，p
m-2
＝7.7kw，p
m-1
＝3.7kw。设定车载端最高充电电压为400v，则三个功率等级的最大输出电流分别为：i
om-3
＝27.75、i
om-2
＝19.25、i
om-1
＝9.25。
[0195]
取η＝0.93，b＝1.385，i
pm
＝58a，u
dc-m
＝760v，i
sm_3-3
＝60～61a。则根据式(e-18)～式(e-22)计算得出最优参数值，列表如下。
[0196][0197]
4、本实用新型的控制方法
[0198]
所述变流整流的恒流模式无线充电系统，其控制方法如下。
[0199]
参照国标《gb/t 38775.6-2021电动汽车无线充电系统第6部分》之规定，分别确认z1、z2、z3离地间隙的耦合系数之最小值k
m_h
和最大值k
m_h
。根据副边补偿网络(4)的参数设计、变流整流器(5)的拓扑结构和耦合系数的变化范围，提出基于定频恒流模式的变流整流之控制流程。
[0200]
第一步，将耦合系数划分区间。
[0201]
当副边补偿网络(4)采用三增益ccl拓扑时，将耦合系数分成三个区间：[k
m_h
,k
1_h
)、[k
1_h
,k
2_h
)、[k
2_h
,k
m_h
]，其中k
1_h
和k
2_h
为zh离地间隙之耦合系数的两个分界值。设定k
m_h
,k
1_h
,k
2_h
是公比为qh的等比数列，
[0202]
当副边补偿网络(4)采用双增益ccl拓扑时，将耦合系数分成两个区间：[k
m_h
,k
a_h
)、[k
a_h
,k
m_h
]，其中k
a_h
为zh离地间隙之耦合系数的分界值。设定k
m_h
,k
a_h
,k
m_h
是公比为qh的等比数列，
[0203]
第二步，在副边线圈与原边线圈完成对位之后，将检测出的互感量me换算成实际的耦合系数ke。
[0204]
第三步，根据副边补偿网络(4)采用的拓扑，判断耦合系数ke所属的区间。
[0205]
第四步，控制变流整流器(5)中开关s1、s2、s3的通断状态。
[0206]
对于三阶变流的三桥臂二开关拓扑：
[0207]
当ke∈[k
m_h
,k
1_h
)时，令开关s1、s2均关断；
[0208]
当ke∈[k
1_h
,k
2_h
)时，令开关s1关断、s2导通；
[0209]
当ke∈[k
2_h
,k
m_h
]时，令开关s2关断、s1导通。
[0210]
对于三阶变流的二桥臂三开关拓扑：
[0211]
当ke∈[k
m_h
,k
1_h
)时，令开关s1、s2关断，s3导通；
[0212]
当ke∈[k
1_h
,k
2_h
)时，令开关s1、s3关断，s2导通；
[0213]
当ke∈[k
2_h
,k
m_h
]时，令开关s2、s3关断，s1导通。
[0214]
对于二阶变流的三桥臂一开关拓扑：
[0215]
当ke∈[k
m_h
,k
a_h
)时，令开关s1关断；
[0216]
当ke∈[k
a_h
,k
m_h
]时，令开关s1导通。
[0217]
对于二阶变流的二桥臂二开关拓扑：
[0218]
当ke∈[k
m_h
,k
a_h
)时，令开关s1关断、s2导通；
[0219]
当ke∈[k
a_h
,k
m_h
]时，令开关s2关断、s1导通。
[0220]
据此能够实现三阶或二阶变流整流，且变流的倍数是公比为qh的等比数列。
[0221]
第五步，启动dc-ac变换器(2)以标称频率f0＝85.5khz定频运行，同时调节ac-dc变换电路(1)的输出电压u
dc
，以恒定或调整输出电流。
[0222]udc
即是dc-ac变换器(2)的直流母线电压。若按照上述的设计与控制方法，则u
dc
的变化范围基本确定为u
dc
＝760v～535v，电压跨度
[0223]
因为输出电流与u
dc
成正比，基于电压数据840/760≈1.1和400/535≈0.75，则在最小耦合系数情况下，输出电流仍有10％的上调余量，在最大耦合系数情况下，输出电流仍有25％的下调余量。所以在u
dc
不低于400v的条件下，单相交流电源输入的ac-dc变换电路(1)可以采用boost型单级pfc变换，从而简化控制、提高效率、降低成本。
[0224]
因为直流母线电压u
dc
＝760v～535v，所以原边线圈电流i
p
≈(1～0.7)i
pm
。因为采用三阶等比变流整流，所以副边线圈电流i
s-n
≤(1,0.7,0.5)i
sm-n
。据此可知，只有在输出功率大于9.9kw(9.9＝11.1
×
58/65)且k＜0.158(0.158＝0.141
×
65/58)时，副边线圈电流才大于原边线圈电流；其他任何情况下，副边线圈电流都小于原边线圈电流。
[0225]
以上所述仅为本实用新型的优选实施例，并非因此限制本实用新型的专利范围，凡是在本实用新型的创新构思下，利用本实用新型说明书及附图内容所作的等效结构变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均包括在本实用新型的专利保护范围内。