LED驱动电源、电源电路及供电方法与流程

led驱动电源、电源电路及供电方法
技术领域
1.本发明涉及电力电子设计领域，特别是涉及一种led驱动电源、电源电路及供电方法。


背景技术：

2.传统桥式不可控整流滤波电路接入电网的电力电子设备，其输入电流与输入电压之间存在较大的相位差，谐波含量较高，功率因数较低，会对电网产生谐波污染，导致电网产生谐振，干扰用电设备正常工作。事实上，电力电子设备产生的大量电流谐波已经成为电网最主要的谐波源之一。为了减小开关变换器输入电流的谐波分量，必须使用功率因数校正(power factor correction，pfc)技术来使其达到iec61000-3-2等谐波标准，从而降低对电网的污染。但是，其依然存在以下问题。
3.首先，单级pfc变换器的输出纹波较大，这会影响系统的输出特性；其次，在负载频繁快速变化的应用场合，较慢的负载动态响应将导致输出直流母线电压长时间大幅度波动，不仅使系统控制性能下降，同时会引起欠压保护功能的振荡。
4.因此，如何得到一种具有快速动态响应和低输出电流纹波的电源电路，已成为本领域技术人员亟待解决的问题之一。


技术实现要素：

5.鉴于以上所述现有技术的缺点，本发明的目的在于提供一种led驱动电源、电源电路及供电方法，用于解决现有技术中pfc变换器动态响应速度慢、输出电流纹波大等问题。
6.为实现上述目的及其他相关目的，本发明提供一种电源电路，所述电源电路至少包括：
7.整流模块，第一二极管、第二二极管、第一电感、第一电容、续流模块、主开关、第三二极管、第二电感及第二电容；
8.所述整流模块接收交流电压，并基于所述交流电压整流得到直流的输入电压；
9.所述第一二极管的阴极连接所述整流模块的正相输出端，阳极连接所述第二二极管的阴极；所述第二二极管的阳极连接所述整流模块的反相输出端；
10.所述第一电感的第一端连接所述第一二极管的阴极，第二端连接所述主开关的第一端；
11.所述续流模块的输入端连接所述第一电感的第二端，输出端连接所述第一电感的第一端；
12.所述第一电容的下极板连接所述第一二极管的阳极，上极板连接所述第一电感的第二端；
13.所述第二电感的第一端连接所述主开关的第二端，第二端经由所述第二电容连接所述整流模块的反相输出端；
14.所述第三二极管的阴极连接所述第二电感的第一端，阳极连接所述整流模块的反
相输出端。
15.可选地，所述续流模块包括续流开关及第四二极管，所述续流开关与所述第四二极管串联。
16.可选地，所述电源电路还包括主开关控制模块，所述主开关控制模块包括运算放大器及第一比较器；所述运算放大器将所述电源电路的输出电流与所述第一参考电流的差值放大输出，所述第一比较器将所述运算放大器的输出信号与所述载波信号进行比较，并产生主开关控制信号；
17.其中，所述运算放大器的反相输入端接收所述电源电路的输出电流，正相输入端接收第一参考电流；所述第一比较器的正相输入端连接所述运算放大器的输出端，反相输入端接收载波信号；或者，所述运算放大器的正相输入端接收所述电源电路的输出电流，反相输入端接收第一参考电流；所述第一比较器的反相输入端连接所述运算放大器的输出端，正相输入端接收载波信号。
18.更可选地，所述电源电路还包括续流开关控制模块，所述续流开关控制模块包括第二比较器及rs触发器；所述第二比较器的反相输入端接收所述第一电感的电流，正相输入端接收第二参考电流，将所述第一电感的电流与所述第二参考电流进行比较并输出比较结果；所述rs触发器的置位端连接于所述第二比较器的输出端，复位端连接所述主开关的控制信号，输出续流开关控制信号。
19.更可选地，所述第二参考电流为与所述交流电压同相位的正弦波。
20.为实现上述目的及其他相关目的，本发明还提供一种led驱动电源，所述led驱动电源至少包括：
21.led负载及上述电源电路，所述led负载并联于第二电容的两端。
22.为实现上述目的及其他相关目的，本发明还提供一种上述电源电路的供电方法，所述电源电路的供电方法至少包括：
23.当输入电压小于等于第一电容上的电压时，导通主开关，关断续流开关，所述第一电容为第二电感及负载供电；或关断所述主开关及所述续流开关，所述第二电感为负载供电；
24.当所述输入电压大于所述第一电容上的电压时，导通所述主开关，关断所述续流开关，所述输入电压及所述第一电容为所述第二电感及所述负载供电；或关断所述主开关及所述续流开关，所述第一电感为所述第一电容充电，所述第二电感为所述负载供电；或关断所述主开关，导通所述续流开关，所述第一电感进入续流状态，所述第二电感为负载供电。
25.为实现上述目的及其他相关目的，本发明还提供一种上述电源电路的供电方法，所述电源电路的供电方法至少包括：
26.当输入电压小于等于第一电容上的电压时，导通主开关，关断续流开关，所述第一电容为第二电感及负载供电；或关断所述主开关及所述续流开关，所述第二电感上的电流下降，所述第二电感为负载供电；或关断所述主开关及所述续流开关，所述第二电感上的电流为零，第二电容为负载供电；
27.当所述输入电压大于所述第一电容上的电压时，导通所述主开关，关断所述续流开关，所述输入电压及所述第一电容为所述第二电感及所述负载供电；或关断所述主开关
及所述续流开关，所述第一电感为所述第一电容充电，所述第二电感为所述负载供电；或关断所述主开关，导通所述续流开关，所述第一电感进入续流状态，所述第二电感上的电流下降，所述第二电感为负载供电；或关断所述主开关，导通所述续流开关，第一电感进入续流状态，所述第一电感进入续流状态，所述第二电感上的电流为零，所述第二电容为负载供电。
28.更可选地，当第一参考电流减去输出电流的值大于载波信号的值时导通所述主开关；当所述第一参考电流减去所述输出电流的值小于载波信号的值时关断所述主开关。
29.更可选地，所述载波信号为锯齿波。
30.更可选地，当所述第一电感的电流小于第二参考电流，且所述主开关处于关断状态时，导通所述续流开关。
31.更可选地，所述第二参考电流为与交流电压同相位的正弦波。
32.如上所述，本发明的led驱动电源、电源电路及供电方法，具有以下有益效果：
33.1、本发明的led驱动电源、电源电路及供电方法中变换器有两个开关：主开关和续流开关，即存在两个控制自由度，更易于优化控制参数设计。
34.2、本发明的led驱动电源、电源电路及供电方法具有更快的负载动态响应速度和更小的输出电流纹波。
附图说明
35.图1显示为本发明的电源电路的结构示意图。
36.图2显示为本发明的主开关控制模块的结构示意图。
37.图3显示为本发明的续流开关控制模块的结构示意图。
38.图4显示为本发明的led驱动电源的结构示意图。
39.图5-图9显示为本发明的电源电路的供电方法的工作模态示意图。
40.图10显示为本发明的供电方法中各主要节点的波形示意图。
41.图11-图12显示为本发明的电源电路的供电方法的工作模态示意图。
42.图13显示为本发明的供电方法中各主要节点的波形示意图。
43.图14-图19显示为六种pfc变换器的交流电压、输入电流和输出电流波形示意图。
44.图20-图25显示为ccm-dcm，dcm-dcm和pccm-dcm三种电源电路的负载动态性能示意图。
45.元件标号说明
[0046]1ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
电源电路
[0047]
11
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
整流模块
[0048]
12
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
续流模块
[0049]
13
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
主开关控制模块
[0050]
131
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
运算放大器
[0051]
132
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
第一比较器
[0052]
14
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
续流开关控制模块
[0053]
141
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
第二比较器
[0054]
142
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
rs触发器
具体实施方式
[0055]
以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。
[0056]
请参阅图1-图25。需要说明的是，本实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，遂图式中仅显示与本发明中有关的组件而非按照实际实施时的组件数目、形状及尺寸绘制，其实际实施时各组件的型态、数量及比例可为一种随意的改变，且其组件布局型态也可能更为复杂。
[0057]
实施例一
[0058]
如图1所示，本实施例提供一种电源电路1，所述电源电路1包括：
[0059]
整流模块11，第一二极管d1、第二二极管d2、第一电感l1、第一电容c1、续流模块12、主开关s、第三二极管d3、第二电感l2及第二电容c2。
[0060]
如图1所示，所述整流模块11接收交流电压v
ac
，并基于所述交流电压v
ac
整流得到直流的输入电压v
in
。
[0061]
具体地，在本实施例中，所述整流模块11为桥式不可控整流滤波电路，包括并联的两组二极管组，各二极管组包括串联的两个二极管，所述交流电压v
ac
连接于各二极管组的两个二极管之间，所述整流模块11提供直流的输入电压v
in
，所述输入电压v
in
为正弦电压信号的绝对值。在实际使用中，任意能将交流电压整流为直流电压的结构均适用于本发明，不以本实施例为限。
[0062]
如图1所示，所述第一二极管d1的阴极连接所述整流模块11的正相输出端，阳极连接所述第二二极管d2的阴极；所述第二二极管d2的阳极连接所述整流模块11的反相输出端。
[0063]
具体地，所述第一二极管d1与所述第二二极管d2同相串联后并联于所述整流模块11的输出端，用于提供电流通路。
[0064]
如图1所示，所述第一电感l1的第一端连接所述第一二极管d1的阴极，第二端连接所述主开关s的第一端。
[0065]
如图1所示，所述续流模块12的输入端连接所述第一电感l1的第二端，输出端连接所述第一电感l1的第一端。
[0066]
具体地，在本实施例中，所述续流模块12包括续流开关sf及第四二极管d4，所述续流开关sf与所述第四二极管d4串联。作为示例，所述续流开关sf为nmos管，所述续流开关sf的漏极连接所述第一电感的第二端，源极连接所述第四二极管d4的阳极，栅极接收续流开关控制信号vsf；所述第四二极管d4的阴极连接所述第一电感l1的第一端；所述续流开关sf与所述第四二极管d4的位置关系可互换，两者串联即可。在实际使用中任意可选通的续流模块均适用于本发明，不以本实施例为限。
[0067]
如图1所示，所述第一电容c1的下极板连接所述第一二极管d1的阳极，上极板连接所述第一电感l1的第二端。
[0068]
如图1所示，所述第二电感l2的第一端连接所述主开关s的第二端，第二端经由所述第二电容c2连接所述整流模块11的反相输出端。
[0069]
具体地，在本实施例中，所述主开关s为nmos管，则所述主开关s的漏极连接所述第一电感l1的第二端，源极连接所述第二电感l2的第一端，栅极连接主开关控制信号vs；在实际使用中根据具体器件类型适应性调整连接端口即可，在此不一一赘述。
[0070]
具体地，所述第二电容c2的两端即为所述电源电路1的输出电压vo。
[0071]
如图1所示，所述第三二极管d3的阴极连接所述第二电感l2的第一端，阳极连接所述整流模块11的反相输出端。
[0072]
如图2所示，作为本发明的另一种实现方式，所述电源电路1还包括主开关控制模块13，在本实施例中，所述主开关控制模块13包括运算放大器131及第一比较器132。作为示例，所述运算放大器131的反相输入端所述电源电路1的输出电流io，正相输入端接收所述第一参考电流i
ref
，将所述电源电路1的输出电流io与所述第一参考电流i
ref
的差值放大输出；所述第一比较器132的正相输入端连接所述运算放大器131的输出端，反相输入端连接载波信号，将所述运算放大器131的输出信号与所述载波信号进行比较，并产生主开关控制信号vs。在本实施例中，所述载波信号为锯齿波；在实际使用中可根据需要设置所述载波的波形。需要说明的是，所述运算放大器131的输入端极性与相应输入信号的关系可互换，同时所述第一比较器132的输入端极性与相应输入信号的关系也需要互换(即所述运算放大器的正相输入端接收所述电源电路的输出电流，反相输入端接收所述第一参考电流；所述第一比较器的反相输入端连接所述运算放大器的输出端，正相输入端接收所述载波信号)，同样可实现本发明的主开关s的控制。进一步地，任意能实现以下逻辑的电路结构均适用于本发明，不限于本实施例所列举的器件及连接关系：在所述第一参考电流i
ref
减去所述输出电流io的值(i
ref-io)大于所述载波信号的值时导通所述主开关s，所述第一参考电流i
ref
减去所述输出电流io的值(i
ref-io)小于载波信号的值时关断所述主开关s。
[0073]
如图3所示，作为本发明的另一种实现方式，所述电源电路1还包括续流开关控制模块14，在本实施例中，所述续流开关控制模块14包括第二比较器141及rs触发器142。所述第二比较器141的反相输入端接收所述第一电感l1的电流i
l1
，正相输入端接收第二参考电流i
ref
，将所述第一电感l1的电流i
l1
与所述第二参考电流i
ref
进行比较并输出比较结果；作为示例，所述第二参考电流i
ref
为与所述交流电压v
ac
同相位的正弦波电流。所述rs触发器142的置位端连接于所述第二比较器141的输出端，复位端连接所述主开关控制信号vs，输出续流开关控制信号v
sf
。需要说明的是，任意可实现以下逻辑的电路结构均适用于本发明，不限于本实施例所列举的器件及连接关系：当所述第一电感l1的电流i
l1
小于所述第二参考电流i
ref
，且所述主开关s处于关断状态时，导通所述续流开关sf。
[0074]
需要说明的是，所述主开关s及所述续流开关sf的控制逻辑不限于本实施例所列举的方案，任意能根据需要基于本发明的电源电路控制所述主开关s及所述续流开关sf以实现供电的方式均适用，不以本实施例为限。
[0075]
本发明基于三态工作模式的二次型buck pfc变换器，提高负载动态响应速度，减小输出电流纹波；此外，根据所述第一电容c1的电荷平衡可得：
[0076]
(i
l2-i
l1
)dts＝i
l1
(1-d)tsꢀꢀ
式1
[0077]
解式1可得：
[0078]il1
＝di
l
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
式2
[0079]
其中，i
l1
、i
l2
分别为电感电流i
l1
、i
l2
在每个周期内的平均值，d为主开关的导通占
空比，ts为电源电路开关周期。由式2可知，i
l1
《i
l2
。因此，为所述第一电感l1增加续流回路可在续流过程中损耗更小，从而使电源电路获得更高的效率。
[0080]
实施例二
[0081]
如图4所示，本实施例提供一种led驱动电源，所述led驱动电源包括：led负载及电源电路1。所述电源电路1采用实施例一的电源电路结构，具体结构在此不一一赘述。所述led负载并联于第二电容c2的两端，所述电源电路1为所述led负载供电。
[0082]
所述电源电路1的负载动态响应速度快；输出电流纹波小，可实现led负载的无频闪。
[0083]
实施例三
[0084]
如图1、图5-图10所示，本实施例提供一种电源电路的供电方法，基于实施例一的电源电路1实现，其中，所述第一电感l1工作于pccm模式(psuedo continuous conduction mode，伪连续导通模式)，所述第二电感l2工作于ccm模式(continuous conduction mode，连续导通模式)，所述电源电路的供电方法包括：
[0085]
当输入电压小于等于第一电容上的电压时，导通主开关，关断续流开关，所述第一电容为第二电感及负载供电；或关断所述主开关及所述续流开关，所述第二电感为负载供电；
[0086]
当所述输入电压大于所述第一电容上的电压时，导通所述主开关，关断所述续流开关，所述输入电压及所述第一电容为所述第二电感及所述负载供电；或关断所述主开关及所述续流开关，所述第一电感为所述第一电容充电，所述第二电感为所述负载供电；或关断所述主开关，导通所述续流开关，所述第一电感进入续流状态，所述第二电感为负载供电。
[0087]
具体地，在半个工频周期内，所述电源电路的工作模式分为两个阶段：阶段a和阶段b。
[0088]
1)阶段a
[0089]
当输入电压v
in
小于等于第一电容上的电压v
c1
时，所述电源电路工作于阶段a，此时输入端和输出端是断开的，续流开关sf一直处于关断状态。阶段a包括两种工作模态：模态i和模态ii。
[0090]
模态i：如图5所示，当所述主开关s导通时，所述第一电感l1无电流流过，所述第一二极管d1关断；所述第一电容c1给所述第二电感l2和负载供电，所述第二二极管d2导通，所述第三二极管d3关断，所述第二电感l2的电流i
l2
线性上升。
[0091]
模态ii：如图6所示，当所述主开关s关断时，所述第三二极管d3导通，为所述第二电感l2提供放电回路，所述第二电感l2给负载供电，所述第二电感l2的电流i
l2
线性下降。
[0092]
2)阶段b
[0093]
当所述输入电压v
in
大于所述第一电容上的电压v
c1
时，所述电源电路工作于阶段b，此时包括三种工作模态：模态iii、模态iv和模态v。在一个开关周期内，假设交流电压v
ac
保持不变，则：
[0094]
模态iii：如图7所示，当所述主开关s导通，所述续流开关sf关断时，所述输入电压v
in
和所述第一电容c1给电感和负载供电，所述第一电感l1和所述第二电感l2上的电流i
l1
和i
l2
线性上升，所述第二二极管d2导通，所述第一二极管d和所述第三二极管d3因承受反向
电压而关断。
[0095]
模态iv：如图8所示，当所述主开关s和所述续流开关sf都关断时，所述第二二极管d2关断，所述第一二极管d1导通，为所述第一电感l1提供放电回路，所述第一电感l1给所述第一电容c1充电，所述第一电感l1上的电流i
l1
线性减小；所述第三二极管d3导通，为所述第二电感l2提供放电回路，所述第二电感l2为负载供电，所述第二电感l2上的电流i
l2
线性减小。
[0096]
模态v：如图9所示，当所述主开关s关断，所述续流开关sf导通时，所述第四二极管d4导通，所述第一电感l1进入续流状态，所述第一电感l1上的电流i
l1
保持不变；所述第三二极管d3导通，为所述第二电感l2提供放电回路，所述第二电感l2给负载供电，所述第二电感上的电流i
l2
线性减小。
[0097]
在本实施例中，所述主开关s及所述续流开关sf的控制逻辑如下：当所述第一参考电流i
ref
减去所述输出电流io的值大于所述载波信号的值时导通所述主开关s，当所述第一参考电流i
ref
减去所述输出电流io的值大于所述载波信号的值时关断所述主开关s。作为示例，所述载波信号为锯齿波。当所述第一电感l1的电流i
l1
小于所述第二参考电流i
ref
，且所述主开关s处于关断状态时，导通所述续流开关sf。作为示例，所述第二参考电流i
ref
为与交流电压v
ac
同相位的正弦波。
[0098]
具体地，作为示例，本实施例采用正弦电流参考控制策略，使用电压信号来控制主开关s的导通，电感电流反馈信号来控制续流开关sf的导通。如图2及图3所示，通过输出电流信号io与参考电流i
ref
进行比较，并经过运算放大器放大后得到的误差信号作为第一比较器的正相输入，与负相输入的载波进行比较，从而得到控制主开关s的驱动控制信号vs；电感电流i
l1
的参考值i
ref
是与交流电压v
ac
同相位的正弦波，与电感电流进行比较，通过第二比较器作为rs触发器s端的输入，主开关s的控制信号作为rs触发器r端的输入，q端输出续流开sf的驱动控制信号v
sf
，从而通过一个电压外环和一个电流内环来实现对变换器的控制。
[0099]
如图10所示为本实施例的供电方法中各主要节点的波形图，可见，所述第一电感l1工作于pccm模式，所述第二电感l2工作于ccm模式。
[0100]
实施例四
[0101]
如图1、图11-图13所示，本实施例提供一种电源电路的供电方法，基于实施例一的电源电路1实现，其中，所述第一电感l1工作于pccm模式，所述第二电感l2工作于dcm模式(discontinuous conduction mode，非连续导通模式)，所述电源电路的供电方法包括：
[0102]
当输入电压小于等于第一电容上的电压时，导通主开关，关断续流开关，所述第一电容为第二电感及负载供电；或关断所述主开关及所述续流开关，所述第二电感上的电流下降，所述第二电感为负载供电；或关断所述主开关及所述续流开关，所述第二电感上的电流为零，第二电容为负载供电；
[0103]
当所述输入电压大于所述第一电容上的电压时，导通所述主开关，关断所述续流开关，所述输入电压及所述第一电容为所述第二电感及所述负载供电；或关断所述主开关及所述续流开关，所述第一电感为所述第一电容充电，所述第二电感为所述负载供电；或关断所述主开关，导通所述续流开关，所述第一电感进入续流状态，所述第二电感上的电流下降，所述第二电感为负载供电；或关断所述主开关，导通所述续流开关，第一电感进入续流
状态，所述第一电感进入续流状态，所述第二电感上的电流为零，所述第二电容为负载供电。
[0104]
具体地，在半个工频周期内，所述电源电路的工作模式分为两个阶段：阶段a和阶段b。
[0105]
1)阶段a
[0106]
当输入电压v
in
小于等于第一电容上的电压v
c1
时，所述电源电路工作于阶段a，此时包括三种工作模态：模态i、模态ii和模态vi；其中，模态i、模态ii与实施例三的模态i、模态ii相同，在此不一一赘述。
[0107]
模态vi：如图11所示，当所述主开关s和所述续流开关sf都关断时，所述第二电感l2的电流i
l2
下降为零，所述第三二极管d3关断，所述第二电容c2给负载供电。
[0108]
2)阶段b
[0109]
当所述输入电压v
in
大于所述第一电容上的电压v
c1
时，所述电源电路工作于阶段b，此时包括四种工作模态：模态iii、模态iv、模态v和模态vii；其中，模态iii、模态iv、模态v与实施例三的模态iii、模态iv、模态v相同，在此不一一赘述。
[0110]
模态vii：如图12所示，当所述主开关s关断，所述续流开关sf导通时，所述第一电感l1进入续流状态，所述第一电感l1的电流i
l1
保持不变，i
l2
下降为零，电容c2为负载供电。
[0111]
本实施例的开关控制逻辑及方法与实施例三相同，在此不一一赘述。
[0112]
如图13所示为本实施例的供电方法中各主要节点的波形图，可见，所述第一电感l1工作于pccm模式，所述第二电感l2工作于dcm模式。
[0113]
如图14-图19所示，本发明基于psim仿真软件搭建了ccm/dcm-ccm/dcm二次型buck pfc变换器和本发明的pccm-ccm/dcm二次型buck pfc变换器的六种pfc变换器的仿真模型，得到其交流电压v
ac
、输入电流i
in
和输出电流io波形图；其中，图14为ccm-ccm工作模式对应的波形图，图15为ccm-dcm工作模式对应的波形图，图16为dcm-ccm工作模式对应的波形图，图17为dcm-dcm工作模式对应的波形图，图18为本发明的pccm-ccm工作模式对应的波形图，图19为本发明的pccm-dcm工作模式对应的波形图；由此可见，本发明具有更小的输出纹波。如图20-图25所示，选取ccm-dcm，dcm-dcm和pccm-dcm三种电源电路来验证分析其负载动态性能；其中，图20所示为ccm-dcm工作模式下负载功率从20w跳变到10w时的响应时间，图21所示为ccm-dcm工作模式下负载功率从10w跳变到20w时的响应时间，图22所示为dcm-dcm工作模式下负载功率从20w跳变到10w时的响应时间，图23所示为dcm-dcm工作模式下负载功率从10w跳变到20w时的响应时间，图22所示为本发明的pccm-dcm工作模式下负载功率从20w跳变到10w时的响应时间，图23所示为本发明的pccm-dcm工作模式下负载功率从10w跳变到20w时的响应时间；由此可见，本发明具有更快的负载动态响应速度。
[0114]
综上所述，本发明提供一种电源电路，包括：整流模块，第一二极管、第二二极管、第一电感、第一电容、续流模块、主开关、第三二极管、第二电感及第二电容；所述整流模块接收交流电压，并基于所述交流电压整流得到直流的输入电压；所述第一二极管的阴极连接所述整流模块的正相输出端，阳极连接所述第二二极管的阴极；所述第二二极管的阳极连接所述整流模块的反相输出端；所述第一电感的第一端连接所述第一二极管的阴极，第二端连接所述主开关的第一端；所述续流模块的输入端连接所述第一电感的第二端，输出端连接所述第一电感的第一端；所述第一电容的下极板连接所述第一二极管的阳极，上极
板连接所述第一电感的第二端；所述第二电感的第一端连接所述主开关的第二端，第二端经由所述第二电容连接所述整流模块的反相输出端；所述第三二极管的阴极连接所述第二电感的第一端，阳极连接所述整流模块的反相输出端。本发明的led驱动电源、电源电路及供电方法中变换器有两个开关：主开关和续流开关，即存在两个控制自由度，更易于优化控制参数设计；具有更快的负载动态响应速度和更小的输出电流纹波。所以，本发明有效克服了现有技术中的种种缺点而具高度产业利用价值。
[0115]
上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本发明的权利要求所涵盖。