一种接收机的控制电路以及接收机的制作方法

1.本实用新型属于射频集成电路设计领域，更具体地，涉及一种接收机的控制电路以及接收机。


背景技术：

2.相位跟踪接收机是一种将相位同步产生的电压进行模数转换，去调谐数字控制振荡器，以产生与输入信号频率相同的本振信号的负反馈控制系统。相位跟踪接收机作为一种射频接收机，相比于传统的超外差接收机，由于其采用零中频结构，因此容易实现片上全集成，而相比于传统的i/q接收机，由于只需要一路的混频器、滤波器、可变增益放大器和模数转换器，因此可以有效节约功耗和面积。因此相位跟踪接收机适合要求低功耗、小面积的物联网应用场景，其支持的调制方式是fsk。
3.与传统的i/q接收机相比，相位跟踪接收机在工作过程中不需要频率综合器工作，频率综合器只需要在系统启动之后将频率锁定在射频信号中心频率处，就可以关闭频率综合器，使dco处于自由运行的状态，因此可以有效节约功耗。然而自由运行的dco频率在工作过程中会随着温度的电压而漂移。由于相位跟踪接收机是一个反馈环路，因此环路延时会影响环路的稳定性。
4.目前存在的接收机中的数模转换器采用1bit的比较器，这样的结构中即使相位差电压衰减至0，比较器的输出也不能变成0，当出现较长的连续的1或者0信号，或者0和1出现概率不相等时，环路将会不稳定。


技术实现要素：

5.本实用新型提供一种接收机的控制电路和接收机，能够提高环路稳定性。
6.第一方面，本技术提供一种接收机的控制电路，包括：驱动电路，所述驱动电路接收射频信号和本振信号，并对所述射频信号和所述本振信号进行处理，以输出第一输出信号；低通滤波器，所述低通滤波器连接所述驱动电路，对所述第一输出信号进行处理，以输出第二输出信号；振荡器，所述振荡器连接所述低通滤波器与所述控制电路，所述振荡器对所述第二输出信号进行处理，以输出所述本振信号。
7.其中，所述驱动电路包括：混频器，所述混频器连接所述振荡器，接收所述射频信号和所述本振信号，所述混频器将所述本振信号和所述射频信号进行混频，并对所述射频信号进行下变频，以输出第一处理信号。
8.其中，所述驱动电路包括：滤波器，所述滤波器连接所述混频器，接收所述第一处理信号，对所述第一处理信号进行滤波处理，以输出第二处理信号。
9.其中，所述驱动电路包括：增益放大器，所述增益放大器连接所述滤波器，接收所述第二处理信号，对所述第二处理信号进行放大处理，以输出第三处理信号。
10.其中，所述驱动电路包括：模数转换器，所述模数转换器连接所述增益放大器、所述低通滤波器，接收所述第三处理信号，对所述第三处理信号进行模数转换，以输出所述第
一输出信号。
11.其中，所述低通滤波器对对所述第一输出信号进行累加和放大，进而得到所述第二输出信号。
12.其中，所述低通滤波器包括：累加单元，所述累加单元连接所述模数转换器，接收所述第一输出信号，并接收累加参数，基于所述累加参数对所述第一输出信号进行累加，得到第一计算结果；第一乘法单元，所述第一乘法单元连接所述累加单元，接收所述第一计算结果，并接收第一放大参数，基于所述第一放大参数对所述第一计算结果进行放大，得到第二计算结果；第二乘法单元，所述第二乘法单元连接所述模数转换器，接收所述第一计算结果，并接收第二放大参数，基于所述第二放大参数对所述第一计算结果进行放大，得到第三计算结果；加法单元，连接所述第一乘法单元和所述第二乘法单元，将所述第二计算结果和所述第三计算结果相加，得到所述第二输出信号。
13.其中，所述驱动电路还包括：放大器，所述放大器连接所述混频器，接收初始射频信号，对所述初始射频信号进行放大处理，输出所述射频信号。
14.其中，低通滤波器为数字低通滤波器，所述振荡器为数字控制振荡器；所述增益放大器为可变增益放大器。
15.第二方面，本实用新型提供一种接收机，所述接收机包括任一项所述的接收机的控制电路。
16.本实用新型的有益效果，本实用新型的接收机的控制电路包括：驱动电路，所述驱动电路接收射频信号和本振信号，并对所述射频信号和所述本振信号进行处理，以输出第一输出信号；低通滤波器，所述低通滤波器连接所述驱动电路，对所述第一输出信号进行处理，以输出第二输出信号；振荡器，所述振荡器连接所述低通滤波器与所述控制电路，所述振荡器对所述第二输出信号进行处理，以输出所述本振信号。驱动电路、低通滤波器和振荡器形成具有反馈功能的环路。低通滤波器一方面进行初始频率偏差校准，当频率综合器锁定dco频率之后，dco频率会和射频信号中心频率存在一个初始的偏差，适当的数字低通滤波器结构可以使环路自动校准这种偏差。低通滤波器另一方面进行频率漂移校准，dco在工作过程中，其中心频率会随着温度和电压的变化而变化，或者射频信号的中心频率也会发生变化，低通滤波器输出控制字的变化可以使得dco中心频率和射频信号中心频率保持一致。总而言之，基于adc的相位跟踪接收机存在以下优势：(1)环路能够解调任意长度的0或者1信号，任意概率出现的0和1都能解调，环路都能稳定。
附图说明
17.图1本实用新型接收机的控制电路的第一实施例的结构示意图；
18.图2本实用新型接收机的控制电路的第二实施例的结构示意图；
19.图3本实用新型滤波器输出电压随相位差变化示意图；
20.图4本实用新型接收机的控制电路的解调过程波形示意图；
21.图5本实用新型接收机的控制电路的s域模型示意图；
22.图6为本实用新型接收的一实施例的结构示意图。
具体实施方式
23.本技术中的术语“第一”、“第二”、“第三”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”、“第三”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征。本技术的描述中，“多个”的含义是至少两个，例如两个，三个等，除非另有明确具体的限定。本技术实施例中所有方向性指示(诸如上、下、左、右、前、后
……
)仅用于解释在某一特定姿态(如附图所示)下各部件之间的相对位置关系、运动情况等，如果该特定姿态发生改变时，则该方向性指示也相应地随之改变。此外，术语“包括”和“具有”以及它们任何变形，意图在于覆盖不排他的包含。例如包含了一系列步骤或单元的过程、方法、系统、产品或设备没有限定于已列出的步骤或单元，而是可选地还包括没有列出的步骤或单元，或可选地还包括对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或单元。
24.在本文中提及“实施例”意味着，结合实施例描述的特定特征、结构或特性可以包含在本技术的至少一个实施例中。在说明书中的各个位置出现该短语并不一定均是指相同的实施例，也不是与其它实施例互斥的独立的或备选的实施例。本领域技术人员显式地和隐式地理解的是，本文所描述的实施例可以与其它实施例相结合。
25.下面将结合本技术实施例中的附图，对本技术实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅是本技术的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本技术中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本技术保护的范围。
26.请参见图1，图1为本实用新型接收机的控制电路的第一实施例的结构示意图，包括：驱动电路10、低通滤波器12和振荡器13，所述驱动电路11接收射频信号和本振信号，并对所述射频信号和所述本振信号进行处理，以输出第一输出信号；低通滤波器12连接所述驱动电路10，对所述第一输出信号进行处理，以输出第二输出信号；振荡器13连接所述低通滤波器与所述控制电路，所述振荡器对所述第二输出信号进行处理，以输出所述本振信号。
27.具体的，驱动电路10包括：放大器14、混频器11、滤波器15、增益放大器16和模数转换器17。其中，所述放大器14连接所述混频器11，接收初始射频信号，对所述初始射频信号进行放大处理，输出所述射频信号。所述混频器11连接所述振荡器13，接收所述射频信号和所述本振信号，所述混频器11将所述本振信号和所述射频信号进行混频，并对所述射频信号进行下变频，以输出第一处理信号。滤波器15连接所述混频器，接收所述第一处理信号，对所述第一处理信号进行滤波处理，以输出第二处理信号。所述增益放大器16连接所述滤波器15，接收所述第二处理信号，对所述第二处理信号进行放大处理，以输出第三处理信号。模数转换器，所述模数转换器17连接所述增益放大器16、所述低通滤波器12，接收所述第三处理信号，对所述第三处理信号进行模数转换，以输出所述第一输出信号。低通滤波器12连接模数转换器17，对所述第一输出信号进行处理，以输出第二输出信号；振荡器13连接所述低通滤波器12与混频器11，所述振荡器13对所述第二输出信号进行处理，以输出所述本振信号，将本振信号输出至混频器11。
28.在一实施例中，低通滤波器12为数字低通滤波器，所述振荡器13为数字控制振荡器；所述增益放大器16为可变增益放大器。
29.在一实施例中，请结合图2，其中，lna表示放大器14，mixer表示混频器11，lpf表示
滤波器15，vga表示增益放大器16、sar adc表示模数转换器17，pi filter表示低通滤波器12，dco表示振荡器13。
30.如图2所示，低通滤波器12进一步包括：累加单元、第一乘法单元、第二乘法单元和加法单元。其中，连接所述模数转换器sar adc，接收所述第一输出信号，并接收累加参数fclk，基于所述累加参数fclk对所述第一输出信号进行累加，得到第一计算结果；第一乘法单元连接所述累加单元，接收所述第一计算结果，并接收第一放大参数β，基于所述第一放大参数β对所述第一计算结果进行放大，得到第二计算结果；第二乘法单元连接所述模数转换器sar adc，接收所述第一计算结果，并接收第二放大参数α，基于所述第二放大参数α对所述第一计算结果进行放大，得到第三计算结果；加法单元连接所述第一乘法单元和所述第二乘法单元，将所述第二计算结果和所述第三计算结果相加，得到所述第二输出信号otw。
31.本实用新型提供的接收机的控制电路，目的在于解决现有基于1bit比较器的架构在解调连续的长0或者长1，或者0和1出现概率不相等时，环路不稳定的问题。包括：lna、混频器、低通滤波器、增益放大器、sar adc、低通滤波器、dco。lna将信号进行放大，混频器将信号进行下变频，此外，混频器还作为一个鉴相器，鉴别输入信号和dco输出的本振信号之间的相位差。低通滤波器可以作为信道选择滤波器，滤除干扰信号。增益放大器调节信号幅度，使之满足adc动态范围需求，sar adc用来量化相位差，低通滤波器将adc的输出进行比例放大和累加，形成dco的控制字，低通滤波器还有两个作用，一个是进行初始频率偏差校准，当频率综合器锁定dco频率之后，dco频率会和射频信号中心频率存在一个初始的偏差，适当的数字低通滤波器结构可以使环路自动校准这种偏差。一个是进行频率漂移校准，dco在工作过程中，其中心频率会随着温度和电压的变化而变化，或者射频信号的中心频率也会发生变化，低通滤波器输出控制字的变化可以使得dco中心频率和射频信号中心频率保持一致。总而言之，基于adc的相位跟踪接收机存在以下优势：(1)环路能够解调任意长度的0或者1信号，任意概率出现的0和1都能解调，环路都能稳定；(2)采用单通道结构的零中频接收机，有效节约了功耗和面积。
32.本技术的接收机能够实现相位跟踪，相位跟踪接收机如图2所示，输入射频信号为fsk信号，其表达式记为：
[0033][0034]arf
是rf(即射频信号)信号的幅值，f
rf
是射频信号rf信号的频率，是rf信号的附加相位。
[0035]
dco是指数字控制振荡器，其振荡频率随控制字(第二输出信号)otw变化，在接收机开始工作前，otw调整到一个初始值w0，使得f
dco
＝fc。dco的输出信号记为：
[0036][0037]adco
是dco输出信号幅值，f
dco
是dco振荡频率，是dco的附加相位，在接收机工作之前应该将f
dco
锁定至fc。
[0038]
混频器的既能将rf信号进行下变频，也能作为鉴相器，鉴别两个输入信号的相位差。其输出信号表达式为：
[0039][0040]
混频器输出信号经过低通滤波器lpf之后，f
rf
f
dco
成分被滤除，lpf输出信号为：
[0041][0042]
混频器信号输入端和lo信号输入端相位差记为：
[0043][0044]
lpf输出电压v
lpf
和之间的关系图，如图3所示，环路存在一个静态工作点，即图中的a点，rf和dco信号之间的相位差中的a点，rf和dco信号之间的相位差时，n为整数，在该工作点附近，一阶导数大于0，因此增大时，v
lpf
也将增大，反之减小。
[0045]
lpf信号被vga放大和adc采样之后，将经过pi滤波器，pi滤波器分为两路：比例放大通路和积分通路，比例放大通路将adc输出信号乘以系数α，积分通路将adc输出信号累加，再乘以系数β，两个通路输出的信号再相加，得到pi滤波器的输出，来作为dco的控制字otw。
[0046]
结合上面混频器、lpf和pi滤波器工作原理，可以得到环路的工作过程，如图4所示。当输入的fsk信号代表1时，即rf信号频率为fc df时，根据式(5)，相比于静态工作点2nπ-π/2，开始增大，根据图2，也增大，因此lpf输出电压增大，工作在b点，此时adc输出增加，且大于0，使得pi滤波器比例放大通路增加，且积分通路的累加器也不断增加，使得otw增大，这样dco的频率也会增加，使得rf的dco信号频率之间的相位差减小，然后回到静态工作点2nπ-π/2。当回到2nπ-π/2时，lpf、adc输出都为0，pi滤波器比例放大通路为0，而积分通路的累加器也不再增加，因此在信号1到来之后，整体上增大了，并且能够在增大之后保持稳定。反之，当输入的fsk信号代表0时，rf信号频率为f
c-df，重复上面的推导过程，otw会减小，并且稳定。
[0047]
结合图4以及上述分析，可以得出，即使对于很长的连续的1或者0信号，由于lpf和adc的输出会缓慢变成0，因此pi滤波器的积分通路为0，而累加器先增加或者减小，然后不变，从而otw输出会稳定在较高或者较低的值，这样采用otw来作为解调结果，就可以解调任意长度的1或者0信号。
[0048]
为了进一步说明本实用新型的相位跟踪接收机特点，将对其进行s域的模型。如图5所示，接收机中的数字模块在建模时近似为连续的线性模型，接收机的输入vin是数字基带信号，也将其看作连续的模拟信号，且用-1代表信号0。图中f
in
是指fsk信号频率相对于载波频率的变化，即f
c-df，例如输入的数字基带信号为1时，f
in
＝df，因此认为数字基带信号到f
in
的增益等于df。f
in
需要经过积分才能变成相位，再和dco输出相位在模拟混频器处进行相减。
[0049]
图中a
pd
表示混频器rf输入端信号幅值，k
pd
表示混频器增益，k
lpf
表示滤波器增益，k
vga
表示可变增益放大器增益，k
adc
表示adc的增益，例如adc的精度lsb＝2mv，则k
adc
＝1/lsb
＝500，将pd、lpf、vga的增益看作常数的条件是其带宽远大于环路带宽。
[0050]
令k
fw
为：
[0051]kfw
＝a
pd
·kpd
·klpf
·kvga
·kadc
ꢀꢀ
(6)
[0052]kfw
表示环路的前向增益。
[0053]
pi滤波器中的累加器，在s域等于一个积分器，由于存在：
[0054][0055]
因此比例放大通路模型为由于控制字每增加1，dco输出频率增加k
dco
，而dco频率变化需要经过积分才能变成相位，因此dco模型为
[0056]
图5中s域模型得到的传递函数为
[0057][0058]
如果系统传输函数中分母是二阶的，并且两个极点满足|ω
p1
|＜＜|ω
p2
|，则分母可以作出如下近似：
[0059][0060]
结合式(9)，可以得到传递函数的两个极点和零点为：
[0061][0062]
可以看出，零点ωz和主极点ω
p1
很接近，几乎可以抵消，因此环路的带宽由次主极点ω
p2
决定，即前向增益k
fw
、比例通路系数α、dco增益k
dco
决定。上述推导的前提是lna、混频器、lpf、vga带宽远大于环路带宽，实际上，lpf带宽不能太大，否则不能抑制干扰信号，但上述推导还是为环路带宽的调解提供了方向。
[0063]
请参见图6，图6为本实用新型接收机的一实施例的结构示意图，具体包括接收机的控制电路，还控制电路包括上述图1至图2所示的人一实施例的控制电路，具体在此不再赘述。
[0064]
以上仅为本实用新型的实施方法，并非因此限制本实用新型的专利范围，凡是利
用本实用新型说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本实用新型的专利保护范围内。