微型直流高压转换器的制作方法

1.本发明涉及电压转换器，尤其是涉及微型直流高压转换器。


背景技术：

2.直流高压转换器是一种常用的电源模块，在特定领域有着重要作用；将低压直流输入转换为高压直流输出，通常输出电流较小、整体输出功率不大。传统的高压直流转换器受限于尺寸，通常体积较大；而且受限于控制ic的选型，高压直流转换器的工作频率通常为固定值，随之带来的问题就是升压变压器体积会更大，使得直流高压转换器的设计必需围绕控制ic的参数进行选型。
3.为了降低反激系统的损耗、降低发热，直流高压转换器通常工作在dcm（断续工作模式）模式，开关管开关模式为zcs（零电流开关）、zvs（零电压开关），这就需要实现对电流的监测；通常的方法是使用电流互感器或电流传感器检测开关管流过的电流。由于升压变压器输入电压较低、输入电流很大，因此就要求分流电阻值足够小，这就导致在分流电阻两端的电压降会非常小，很容易受到外界干扰，不能很好的保持系统的稳定性，同时增加了直流高压转换器的成本和尺寸。


技术实现要素：

4.本发明目的在于提供一种微型直流高压转换器，在保证工作稳定、可靠前提下实现低成本、小体积。
5.为实现上述目的，本发明采取下述技术方案：本发明所述的微型直流高压转换器，包括主控单元、欠压保护单元、缓冲单元、电压检测单元、电流检测单元、开关管单元、过流保护单元、升压变压器t、整流单元、过压保护单元；所述主控单元，用于对所述欠压保护单元、缓冲单元、电压检测单元、电流检测单元、开关管单元、过流保护单元、升压变压器t、整流单元和过压保护单元的控制；所述欠压保护单元，用于监测输入电压；所述缓冲单元，用于吸收所述升压变压器t漏感能量、降低开关管的导通损耗,提高电源的抗电磁干扰能力，降低电源对外的电磁干扰;所述电压检测单元，用于转换器进入谐振状态时电压最低值的检测；所述电流检测单元，用于检测升压变压器t一次侧绕组电流是否到达设定值，以代替传统的电流传感器功能；所述开关管单元，用于无驱动信号时保证开关管可靠关断；所述过流保护单元，用于对升压变压器t一次侧绕组电流的过流监测，保证直流高压转换器正常工作；所述升压变压器t，用于将一次侧绕组电压升压后自二次侧绕组输出；所述整流单元，用于在升压变压器t一次侧绕组储存能量时二次侧绕组处于截止
模式；上电时对直流高压转换器提供一定的保护，在开关管截止时与升压变压器t二次侧绕组构成回路，为退耦电容充电；所述过压保护单元，以负反馈形式实现对升压变压器t二次侧绕组输出电压的过压监测；可选择地，所述欠压保护单元，由电阻r1组成，所述电阻r1一端与所述主控单元的欠压检测接口连接，另一端与所述升压变压器t一次侧绕组同名端连接，电阻r1与主控单元内部下拉电阻组成分压电路；所述缓冲单元由电阻r2、r3、二极管d1、电容c3组成；所述电阻r2与所述电容c3并联后与二极管d1、电阻r3构成串联支路，该串联支路与升压变压器t一次侧绕组相并联；电阻r3与二极管d1串联，用于限制二极管d1反向恢复电流，降低直流高压转换器电源的电磁干扰；所述电压检测单元由电阻r4、电容c4串联支路组成；该串联支路串联于升压变压器t一次侧绕组异名端与主控单元的电压检测接口之间；所述电流检测单元由电阻r5、电容c5串联支路组成；该串联支路串联于主控单元与公共端gnd之间；所述开关管单元由mos管q1、电阻r6组成，所述mos管q1漏极与升压变压器t一次侧绕组异名端连接，mos管q1栅极与主控单元驱动接口连接，并通过所述电阻r6与公共端gnd连接，mos管q1源极与所述过流保护单元连接；所述过流保护单元由电阻r7、电容c6并联支路组成，该并联支路一端与所述mos管q1源极连接而另一端与公共端gnd连接；所述整流单元由二极管d2、电阻r8串联支路组成；所述二极管d2正极与升压变压器t二次侧绕组异名端连接，二极管d2负极通过所述电阻r8、电容c7与公共端gnd连接；过压保护单元由电阻r9、r10串联支路组成；该串联支路串联于所述电阻r8与公共端gnd之间，电阻r9、r10的连接点与主控单元的过压检测接口连接。
6.可选择地，所述主控单元为fpga（现场可编程门阵列控制器）。
7.本发明以反激拓扑的形式，使直流高压转换器工作在准谐振模式，开关管（mos管q1）工作在zvs、zcs状态，有效降低了直流高压转换器的emi（电磁干扰）和发热，提高了直流高压转换器的工作效率。同时，使用等效电流检测的方法，不需要使用集成运放及高精度的分流器，有效的降低了直流高压转换器的体积和制造成本。
附图说明
8.图1是本发明的电路原理示意图。
具体实施方式
9.下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
10.需要说明，在本发明中，除非另有明确的规定和限定，术语“连接”、“固定”等应做
广义理解，例如，“固定”可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或成一体；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通或两个元件的相互作用关系，除非另有明确的限定。对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。
11.另外，全文中出现的“和/或”的含义为，包括三个并列的方案，以“a和/或b为例”，包括a方案，或b方案，或a和b同时满足的方案。另外，各个实施例之间的技术方案可以相互结合，但是必须是以本领域普通技术人员能够实现为基础，当技术方案的结合出现相互矛盾或无法实现时应当认为这种技术方案的结合不存在，也不在本发明要求的保护范围之内。
12.如图1所示，本发明所述微型直流高压转换器，包括主控单元u1、欠压保护单元1、缓冲单元2、电压检测单元3、电流检测单元4、开关管单元5、过流保护单元6、升压变压器t、整流单元7、过压保护单元8。
13.有益地或示例性地，主控单元u1选择fpga（现场可编程门阵列控制器），以提高系统的灵活性，更好的匹配升压变压器t的参数和特性。
14.欠压保护单元1用于监测输入电压vin。
15.有益地或示例性地，欠压保护单元1由电阻r1组成，电阻r1一端与fpga引脚12脚（欠压采样接口）连接，另一端与升压变压器t一次侧绕组同名端连接，电阻r1与fpga的内部下拉电阻组成分压电路。
16.缓冲单元2用于吸收所述升压变压器t漏感能量、降低开关管的导通损耗，提高电源的抗电磁干扰能力。
17.有益地或示例性地，缓冲单元2由电阻r2、r3、二极管d1、电容c3组成；电阻r2与电容c3并联后与二极管d1、电阻r3构成串联支路，该串联支路与升压变压器t一次侧绕组相并联；电阻r3与二极管d1串联，用于限制二极管d1反向恢复电流，降低开关管的开关损耗及发热现象。当升压变压器t一次侧绕组中的电流反向时，二极管d1截止，电容c1充电结束，此时电容c3通过电阻r1放电，电容c3吸收的漏感能量通过电阻r1来消耗。
18.电压检测单元3用于转换器进入谐振状态时电压最低值的检测。
19.有益地或示例性地，电压检测单元由电阻r4、电容c4串联支路组成；该串联支路串联于升压变压器t一次侧绕组异名端与fpga引脚9脚谐振电压波峰检测接口之间，用于检测升压变压器t一次侧绕组异名端电压值。
20.电流检测单元4，用于检测升压变压器t一次侧绕组电流是否到达设定值。
21.有益地或示例性地，电流检测单元4由电阻r5、电容c5串联支路组成；该串联支路串联于fpga引脚mos管栅极驱动接口与公共端gnd之间，电阻r5与电容c5连接点与fpga引脚10脚（电流检测接口）连接；当升压变压器t一次侧绕组电流达到设定值时，电容c5电压上升到预定值，此时升压变压器t原边充电完成。
22.开关管单元5，用于无驱动信号时保证开关管可靠关断。
23.有益地或示例性地，开关管单元5由mos管q1、电阻r6组成，mos管q1漏极与升压变压器t一次侧绕组异名端连接，mos管q1栅极与fpga引脚4脚、5脚、8脚连接，并通过电阻r6与公共端gnd连接，该引脚用于驱动mos管q1导通或关断，mos管q1源极与过流保护单元连接。当mos管q1关断时，漏极电流迅速下降，升压变压器t一次侧绕组电流给mos管q1的漏、源极
之间的寄生电容充电，二极管d1导通；由于电容c3容值选择远大于漏、源极之间的寄生电容，所以升压变压器t的漏感释放的能量主要给电容c3充电。根据电容c3电压具有不能突变的特性，且电容值越大电压变化率越小，因此电容c3的存在，降低了mos管q1漏、源极的电压尖峰值，减小了mos管q1电压变化率，大大提高了直流高压转换器的抗电磁干扰能力。
24.过流保护单元6，用于对升压变压器t一次侧绕组电流的过流监测，保证直流高压转换器正常工作。
25.有益地或示例性地，过流保护单元6由电阻r7、电容c6并联支路组成，该并联支路一端与mos管q1源极连接而另一端与公共端gnd连接。电阻r7的阻值选择小阻值，并串联在升压变压器t一次侧绕组回路中，当升压变压器t一次侧绕组电流逐渐增加时，电阻r7与电容c6两端电压值也逐渐上升，当fpga过流监测到电阻r7两端电压值在多个周期内连续超过设定阈值时，便判定电流值过大，对系统采取关断保护。
26.升压变压器t用于将一次侧绕组电压升压后自二次侧绕组两端输出，实现将输入的直流电压进行升压后输出。
27.整流单元7，用于在升压变压器t一次侧绕组储存能量时，保证二次侧绕组处于截止模式；上电时对直流高压转换器提供一定的保护，在mos管q1截止时与升压变压器t二次侧绕组构成回路，为退耦电容c7充电。
28.有益地或示例性地，整流单元7由二极管d2、电阻r8串联支路组成；二极管d2正极与升压变压器t二次侧绕组异名端连接，二极管d2负极通过电阻r8、电容c7与公共端gnd连接。升压变压器t一次侧绕组储能释放完成后，二次侧绕组电压下降为0，二极管d2进入截止状态，流过二极管d2的电流值下降为零。
29.过压保护单元8以负反馈形式实现对升压变压器t二次侧绕组输出电压的过压监测。
30.有益地或示例性地，过压保护单元8由电阻r9、r10串联支路组成；该串联支路串联于电阻r8与公共端gnd之间，电阻r9、r10的连接点与fpga引脚6脚（输出过压检测接口）连接构成分压电路；当直流高压转换器输出电压持续大于设定输出值时，对mos管q1关断，保护系统的稳定性。
31.如图1所示，本发明的电路工作原理简述如下：外部电源为vin，通过退耦电容c1、c2为直流高压转换器提供电能。
32.fpga引脚5脚（驱动接口）输出高电平给mos管q1栅极，通过电阻r5对电容c5充电，同时mos管q1漏极电压逐渐下降到接近于0v，升压变压器t一次侧绕组电流逐渐增大。当升压变压器t一次侧绕组电流达到设定值时，电容c5电压上升到预定值，此时可认为升压变压器t原边充电完成。
33.电容c5两端电压的设定值远小于vin的输入电压，可近似认为以恒流源方式为电容c5充电。将电容c5两端的电压值与设定电压值去比较，当电容c5两端电压值高于设定值时，可以认为升压变压器t原边充电完成。电容c5充电速率与输入电压成比例关系，输入电压越大，充电时间越快。根据电容c5的rc常数和输入电压值，设定电容c5的容值以后，便可根据需要的时间去计算所需限流电阻r5的阻值。
34.升压变压器t充电时，一次侧绕组同名端为正、异名端为负，二次侧绕组异名端为负、同名端为正，二极管d2处于截止状态，二次侧绕组回路不导通。
35.选择的电阻r7的阻值较小，串联在升压变压器t一次侧绕组回路中；一次侧绕组电流逐渐增加时，电阻r7与电容c6两端电压值逐渐上升，当fpga引脚6脚（过流检测接口）监测到电阻r7两端电压值在设定的多个周期内连续超过阈值时，便可判定电流值过大，对系统关断保护。
36.升压变压器t原边充电完成后，fpga引脚5脚（驱动接口）输出低电平给mos管q1栅极，将mos管q1关断。同时fpga引脚6脚（过流检测接口）为开漏输出，将电容c5储存的能量释放。此时，升压变压器t原边由于mos管q1关断开始释放能量，升压变压器t一次侧绕组同名端为负、异名端为正，二次侧绕组异名端为正、同名端为负，二极管d2导通；二极管d2、电阻r8与负载组成回路并向电容c7充电。
37.升压变压器t原边储能释放完成后，副边电压下降为0，二极管d2进入截止状态，电流值下降为零。在此之后，二极管d2一直处于截止状态，当再将mos管q1打开时能够保证功率耗散最小，有效提高系统的工作效率；这便是zcs（零电流开关），升压变压器t二次侧绕组电流降为零。假如二极管d2有电流存在，在mos管q1开启后，二极管d2需要有一个反向恢复的时间以及功率的消耗。
38.升压变压器t一次侧绕组电感进入谐振状态时，此时通过电压检测单元检测mos管q1漏极电压由最低值上升到拐点，即电压斜率开始为正时便可开通mos管q1，这便是zvs（零电压开关），由于mos管q1漏极和源极两端电压值最低时将开启mos管q1，漏极和源极寄生电容两端的电压值最小，此时开启mos管q1功率耗耗最小，能够有效提高系统的工作效率。电阻r4的作用是限制谐振产生的电流，防止fpga引脚的损坏。
39.当mos管q1关断时，漏极电流迅速下降，升压变压器t原边电流给mos管q1的漏、源之间的寄生电容充电，二极管d1导通。由于电容c3容值远大于所述寄生电容，所以升压变压器t漏感释放的能量主要给电容c3充电。
40.根据电容电压具有不能突变的特性，且电容值越大电压变化率越小，因此电容c3的存在，降低了mos管q1漏、源电压尖峰值，减小了mos管q1电压变化率，使得转换器的抗电磁干扰能力大幅提升。
41.当升压变压器t一次侧绕组中的电流反向时，二极管d1截止，电容c1充电结束，此时电容c3通过电阻r1放电，电容c3吸收的漏感能量通过电阻r1来消耗。由于二极管d1反向恢复电流的存在，mos管q1导通时二极管d1的反向恢复电流会流经mos管q1，因此会增加mos管q1的导通损耗；因此，电阻r3的作用就是限制反向恢复电流，以降低mos管q1的开关损耗及发热现象。
42.电阻r8的作用是在系统初上电但还未进入稳态时，限制二极管d2的电流，对系统起到保护作用。
43.电容c7为滤波电容，起到储存能量、减小输出电压的纹波作用。
44.电阻r9和r10共同组成分压电路，检测输出电压值，提供过压保护功能；当输出电压持续大于设定的阈值电压时，关断mos管q1，保护系统的稳定性。