用于VCSEL单元的驱动电路系统的制作方法

用于vcsel单元的驱动电路系统
技术领域
1.本技术涉及激光雷达领域，且更为具体地，涉及一种用于vcsel单元的驱动电路系统。


背景技术：

2.激光雷达(laser radar)是一种以激光作为探测信号的雷达，可通过向目标区域出射激光束并接收反射信号，探测目标区域内待测对象(例如，障碍物)与激光雷达的相对位置和距离，从而实现对目标区域内待测对象的探测、跟踪和识别。近年来，激光雷达被广泛应用于智慧交通、环境监测、军事安防等领域。例如：激光雷达被应用于车辆的智能驾驶感知系统，以探测车辆行驶道路中的障碍物。
3.具体地，激光雷达的工作原理为：通过激光器(例如，vcsel激光器)向目标区域发射激光脉冲，并接收目标区域中的障碍物反射的激光脉冲，基于发射激光脉冲和接收激光脉冲之间的时间差和光速，获取障碍物与激光雷达之间的距离。vcsel激光器(vertical-cavity surface-emitting laser，垂直腔面发射激光器)是一种半导体激光器，相较于传统的边发射半导体激光器，其具有光纤耦合效率高、功耗低、温漂小、体积小、易于集成和封装等特点。
4.对于激光雷达而言，其激光器的发光功率决定了测距范围，而人眼保护要求又对激光雷达的功率有限制。为了解决其中的矛盾，就要求一方面激光器在极短的脉冲时间内有较大的发光功率，另一方面降低脉冲时间的占空比，从而降低整个工作时间段内的激光器的平均发光功率，满足人眼保护的要求。
5.为了实现在极短的时间内(通常是纳秒级)激光器达到较大的发光功率，激光器需要获得较大的电流上升速率，而用于驱动vcsel激光器的驱动电路成为制约激光器的电流上升速率的瓶颈。
6.因此，需要一种新型的用于vcsel激光器的驱动电路系统。


技术实现要素：

7.本技术的一个优势在于提供了一种用于vcsel单元的驱动电路系统，其中，所述驱动电路系统以储能电感作为储能元件并利用流过储能电感的电流无法突变的原理来构建电路系统，使得所述驱动电路系统能够在采用低电压直流电源作为供电电源的前提下，驱动所述vcsel单元的上升沿时间满足预设要求，所述直流电源的电压低于安全电压值。
8.本技术的另一优势在于提供了一种用于vcsel单元的驱动电路系统，其中，由于所述驱动电路系统采用低电压直流电源作为供电电源，所以，所述驱动电路系统中与所述供电电源适配的电路设计得以简化。
9.本发明的另一优势在于提供了一种用于vcsel单元的驱动电路系统，其中，所述vcsel单元的工作峰值电流可通过调整场效应晶体管的导通时间决定。也就是，所述驱动电路系统具有更优的可调整性。
10.为了实现上述至少一优势或其他优势和目的，根据本技术的一个方面，提供了一种用于vcsel单元的驱动电路系统，其包括：
11.充电电路模块、驱动电路模块，以及，电连接于所述充电电路模块和驱动电路模块的场效应晶体管，其中，所述驱动电路模块被配置为该vcsel单元提供工作电流；
12.所述充电电路模块，包括：电源单元和与所述电源单元串联的储能电感，其中，所述储能电感与所述场效应晶体管串联；
13.所述驱动电路模块，包括：滤波电容和与所述滤波电容并联的寄生电感，其中，所述滤波电容与所述场效应晶体管并联，所述寄生电感与所述储能电感串联；
14.其中，所述场效应晶体管被配置为在截止位和导通位之间可切换地工作，其中，当所述场效应晶体管处于导通位时，所述充电电路模块的所述电源单元对所述储能电感进行充电；其中，当所述场效应晶体管处于截止位时，充电后的所述储能电感分别向所述滤波电容和所述寄生电感提供电流，所述储能电感的反向电动势提高了作用于该vcsel单元的电压，以使得流过该vcsel单元的工作电流以预定上升沿时间达到预定值。
15.在根据本技术的用于vcsel单元的驱动电路系统中，所述电源单元的电压值小于等于24v。
16.在根据本技术的用于vcsel单元的驱动电路系统中，所述电源单元的电压值为1v至3v。
17.在根据本技术的用于vcsel单元的驱动电路系统中，所述储能电感的电感量为5nh至20nh。
18.在根据本技术的用于vcsel单元的驱动电路系统中，所述储能电感通过印刷电路工艺形成。
19.在根据本技术的用于vcsel单元的驱动电路系统中，该vcsel单元的工作电流的峰值能够通过所述场效应晶体管处于导通位的时间控制。
20.在根据本技术的用于vcsel单元的驱动电路系统中，所述预定上升沿时间小于等于2ns。
21.在根据本技术的用于vcsel单元的驱动电路系统中，所述驱动电路模块进一步包括并联于所述滤波电容的所述场效应晶体管的漏极与源极之间的寄生电容。
22.在根据本技术的用于vcsel单元的驱动电路系统中，所述驱动电路模块进一步包括被配置为与该vcsel单元串联的阻尼电阻，其中，当所述场效应晶体管处于截止位且流过该vcsel单元的工作电流趋近于0时，该vcsel单元的寄生电容、所述滤波电容、所述寄生电感和所述阻尼电阻形成lcr串联谐振电路。
23.在根据本技术的用于vcsel单元的驱动电路系统中，所述寄生电感由该vcsel单元的封装和印刷线路板的走线形成。
24.通过对随后的描述和附图的理解，本发明进一步的目的和优势将得以充分体现。
25.本发明的这些和其它目的、特点和优势，通过下述的详细说明，附图和权利要求得以充分体现。
附图说明
26.图1图示了根据本技术实施例的用于vcsel单元的驱动电路系统的框图。
27.图2图示了根据本技术实施例的用于vcsel单元的驱动电路系统的示意图。
28.图3图示了根据本技术实施例的用于vcsel单元的驱动电路系统的流过场效应晶体管的电流和流过vcsel单元的电流的波形示意图。
29.图4图示了当所述储能电感进行放电时流过所述vcsel单元的电流的变化曲线示意图。
30.图5图示了现有的一种电容储能型vcsel驱动电路示意图。
31.图6图示了现有的另一种电容储能型vcsel驱动电路示意图。
具体实施方式
32.以下描述用于揭露本发明以使本领域技术人员能够实现本发明。以下描述中的实施例只作为举例，本领域技术人员可以想到其他显而易见的变型。在以下描述中界定的本发明的基本原理可以应用于其他实施方案、变形方案、改进方案、等同方案以及没有背离本发明的精神和范围的其他技术方案。
33.申请概述
34.如上所述，对于激光雷达而言，其激光器的发光功率决定了测距范围，而人眼保护要求又对激光雷达的功率有限制。为了解决其中的矛盾，就要求一方面激光器在极短的脉冲时间内有较大的发光功率，另一方面降低脉冲时间的占空比，从而降低整个工作时间段内的激光器的平均发光功率，满足人眼保护的要求。
35.为了实现在极短的时间内(通常是纳秒级)激光器达到较大的发光功率，激光器需要获得较大的电流上升速率，而用于驱动vcsel激光器的驱动电路成为制约激光器的电流上升速率的瓶颈。
36.也就是说，提升激光雷达的测距精度的同时，要满足人眼保护的要求。而在极短时间内使得vcsel激光器达到较大的发光功率为驱动电路的设计带来挑战。
37.现有的用于vcsel的驱动电路为电容储能型vcsel驱动电路。图5图示了现有的一种电容储能型vcsel驱动电路示意图。在如图5所示意的驱动电路中，v
a1
和v
a2
示意电源，da示意vcsel，la示意寄生电感，ma示意半导体功率管，ca示意电容，ra示意电阻。当半导体驱动管ma处于截止状态时，由电源释放的电流流过电阻ra后为电容ca充电。当半导体驱动管ma处于导通状态时，电容ca为驱动vcsel激光器提供电荷。电阻ra限制电容ca的两端的电压，避免vcsel被导通的时间较长时，持续流过vcsel的电流过大而导致vcsel被损坏。
38.图6图示了现有的另一种电容储能型vcsel驱动电路示意图。在如图6所示的驱动电路中，v
b1
和v
b2
示意电源，db示意vcsel，lb示意寄生电感，mb示意半导体功率管，cb示意电容，rb示意电阻。在该驱动电路中，电阻rb用来限制vcsel单元被导通的峰值电流，并且，电阻rb在所述半导体功率管mb由被导通到截止后，抑制由于寄生电容和寄生电感引起的不必要的谐振。
39.由于vcsel单元的封装和pcb走线所引入的寄生电感不可能无限缩小(也就是，在实际驱动电路中的寄生电感是存在一个下限值的)。在要求vcsel单元的工作电流的上升沿(这里，上升沿时间表示工作电流从0跃升到峰值的时间)为纳秒级时，由驱动电路自身带来的寄生电感产生的影响不能再忽略不计。
40.在如图5和图6所示意的电容储能型vcsel驱动电路中，流过vcsel单元的电流等于
流过寄生电感的电流。根据电感的欧姆定律：
[0041][0042]
流过电感的电流可表示为：
[0043][0044]
可见，流过电感的电流为电感两端的电压关于时间的积分。为了使流过电感的电流上升更快，即，加快上升沿，需要提高电感两端的电压。通过提高直流电源v
a1
和v
a2
(v
b1
和v
b2
)的电压可间接地提高寄生电感la(lb)两端的电压，进而提高电流的上升沿。
[0045]
然而，提高直流电源的电压获得较快的上升沿的方案在实际应用中存在一些技术问题。通常，通过直流电源转换器(dc/dc转换器)提高直流电源的电压。较高的电压对dc/dc转换器的设计提出了挑战。采用升压dc/dc转换器作为供电模块，可将低电压转换为高电压，但一方面增大了电路复杂性，另一方面驱动电路的重量、体积和成本也相应提高。
[0046]
此外，在提高直流电源的电压的同时，较高的直流电压往往会超过规定的人体安全电压(行业规定安全电压为不高于36v，持续接触安全电压为24v)，存在潜在安全隐患。也就是，通过提高供电压电来提高上升沿时间的技术方案存在提升的上限，一旦超过安全电压，即便上升沿时间满足预设要求，其也难以在一些产业中得到应用。
[0047]
针对于上述技术问题，本技术发明人构思以储能电感作为储能元件并利用流过储能电感的电流无法突变的原理来构建电路系统，使得所述驱动电路系统能够在采用低电压直流电源作为供电电源的前提下，驱动所述vcsel单元满足预设要求。
[0048]
基于此，本技术提出了一种用于vcsel单元的驱动电路系统，包括：充电电路模块、驱动电路模块，以及，电连接于所述充电电路模块和驱动电路模块的场效应晶体管，其中，所述驱动电路模块被配置为该vcsel单元提供工作电流；所述充电电路模块，包括：电源单元和与所述电源单元串联的储能电感，其中，所述储能电感与所述场效应晶体管串联；所述驱动电路模块，包括：滤波电容和与所述滤波电容并联的寄生电感，其中，所述滤波电容与所述场效应晶体管并联，所述寄生电感与所述储能电感串联；其中，所述场效应晶体管被配置为在截止位和导通位之间可切换地工作，其中，当所述场效应晶体管处于导通位时，所述充电电路模块的所述电源单元对所述储能电感进行充电；其中，当所述场效应晶体管处于截止位时，充电后的所述储能电感分别向所述滤波电容和所述寄生电感提供电流，所述储能电感的反向电动势提高了作用于该vcsel单元的电压，以使得流过该vcsel单元的工作电流以预定上升沿时间达到预定值。
[0049]
下面，将参考附图详细地描述根据本技术的示例实施例。显然，所描述的实施例仅仅是本技术的一部分实施例，而不是本技术的全部实施例，应理解，本技术不受这里描述的示例实施例的限制。
[0050]
示例性驱动电路系统
[0051]
参考说明书附图1至附图3，根据本技术实施例的用于vcsel单元的驱动电路系统300被阐明，其中，所述驱动电路系统300驱动vcsel单元。在本技术中，所述vcsel单元可表示单个vcsel激光器，也可以表示由多个vcsel激光器所形成的vcsel阵列，对此，并不为本技术所局限。
[0052]
如图1所示，在本技术实施例中，所述驱动电路系统300包括充电电路模块10、驱动电路模块20、以及，电连接于所述充电电路模块10和驱动电路模块20的场效应晶体管30，其中，所述场效应晶体管30作为开关器件用于使得所述驱动电路系统300在充电单路模块处于工作状态和驱动电路模块处于工作状态之间进行切换，所述驱动电路模块20用于为所述vcsel单元提供工作电流。
[0053]
具体地，如图2所示，所述充电电路模块，包括：电源单元(例如，如图2中所示意的v1和v2)以及与所述电源单元串联的储能电感(例如，如图2中所示意的l1)，其中，所述储能电感与所述场效应晶体管(例如，如图2中所示意的m1)串联。所述驱动电路模块，包括：滤波电容(例如，如图2中所示意的c1)和与所述滤波电容并联的寄生电感(例如，如图2中所示意的l2)，其中，所述滤波电容与所述场效应晶体管并联，所述寄生电感与所述储能电感串联。所述驱动电路模块用于驱动所述vcsel单元(例如，如图2中所示意的d)，其中，所述vcsel单元与所述寄生电感串联。
[0054]
值得一提的是，在如图2所示意的驱动电路系统中，l2仅示意由该vcsel单元的封装和印刷线路板的走线形成的寄生电感，并非表示接入所述驱动电路系统的一个电感元件。
[0055]
在工作过程中，所述场效应晶体管被配置为在截止位和导通位之间可切换地工作，其中，当所述场效应晶体管处于导通位时，所述充电电路模块的所述电源单元对所述储能电感进行充电；其中，当所述场效应晶体管处于截止位时，充电后的所述储能电感分别向所述滤波电容和所述寄生电感提供电流，所述储能电感的反向电动势提高了作用于该vcsel单元的电压，以使得流过该vcsel单元的工作电流以预定上升沿时间达到预定值。被充电的所述滤波电容可被用于限制所述场效应晶体管的漏极与源极之间的电压，防止所述场效应晶体管被击穿。
[0056]
更具体地，当所述场效应晶体管处于导通位时，所述滤波电容、所述寄生电感以及所述vcsel单元被短路，所述充电电路模块的所述电源单元对所述储能电感进行充电。设定忽略所述场效应晶体管的导通电阻，流过所述储能电感的电流可表示为：
[0057][0058]
所述储能电感储存的能量可表示为：
[0059][0060]
从该公式可知，所述储能电感所存储的能量与所述储能电感的电感量和充电电流的大小有关，并且，流过所述储能电感的充电电流的大小与所述电源单元的电压值、充电时间和所述储能电感的电感量有关。更明确地，在本技术的技术方案中，充电电流的峰值能够通过所述场效应晶体管处于导通位的时间控制，也就是，充电电流的峰值能够通过充电时间来控制。换句话说，当所述储能电感的充电时间达到预设时间时，流过所述储能电感的电流达到峰值。
[0061]
图3示意了当所述电源单元对所述储能电感进行充电时，流过所述场效应晶体管的电流的波形。如图3所示，当所述储能电感的电感量为10nh，充电时电流的峰值为10a时，
所述场效应晶体管的导通时间为100ns。
[0062]
当所述场效应晶体管处于截止位时，所述驱动电路模块对所述vcsel单元进行放电。具体地，在所述储能电感放电的初始阶段，由于流过所述储能电感的电流不能突变的原理，因此，从所述储能电感流出的电感电流是不会发生突变的。并且，由于所述寄生电感的存在，其将抑制所述储能电感所产生的电流直接流向所述vcsel单元，因此，在放电的初始阶段大部分的电流流过所述滤波电容，以使得所述vcsel单元的两端电压急剧上升，因此，加速了流过所述vcsel单元的工作电流的上升时间，即，提升所述vcsel单元的上升沿时间。
[0063]
也就是，在本技术实施例中，所述驱动电路系统利用了流过储能电感的电流不能突变的原理来构建电路，以使得流过所述vcsel单元的工作电流能够以预定上升沿时间达到预定值，这里，预定值表示所述vcsel单元的所需工作电流的电流值。量化来看，在本技术实施例中，所述预定上升沿时间小于等于2ns。
[0064]
图4图示了当所述储能电感进行放电时流过所述vcsel单元的电流的变化曲线示意图。具体地，由于流过所述储能电感的电流不能发生突变，当所述场效应晶体管截止后，流过所述储能电感的电流必须要有一个低阻抗的路径释放电流，使得所述滤波电容上的电压快速上升，进一步地，使得所述vcsel单元和所述寄生电感串联而构成的电路两端获得瞬间的高电压，最终使得在极短的时间内，流过所述vcsel的电流急剧上升，如图4所示。
[0065]
如前所述，所述储能电感所提供的电感电流与所述电源单元的电压值、充电时间和所述储能电感的电感量有关，具体地，根据公式可知，其与所述电源单元的电压值和所述充电时间成正比，与所述储能电感的电感量正反比。因此，在本技术实施例中，可通过调整所述电源单元的电压值，所述充电时间和所述储能电感的电感量来调整所述vcsel单元的上升沿时间。
[0066]
进一步地，如果能够减小所述储能电感的电感量，则在获得同等大小的上升沿时间的前提下，能有效地降低所述电源单元的电压值。在本技术实施例中，所述储能电感的电感量为5nh至20nh，在此前提下，所述电源单元的电压值能低于安全电压，即，小于24v。特别地，在本技术的技术方案中，所述电源单元的电压值可被设置为1v至3v之间。特别地，当所述电源单元的电压值在1v至3v之间时，所述电源单元的设计难度能够得以减低，从而降低成本。
[0067]
值得一提的是，如此小的电感量的所述储能电感难以被精确制造。在本本技术实施例中，采用印刷电路工艺来形成所述储能电感，也就是，在设计电路阶段，将所述储能电感预设于pcb板上。具体地，可通过控制印刷线路板的走线的长度和形状控制所述储能电感的电感量，不仅简化了电感的设计，而且节约成本。
[0068]
还值得一提的是，在本技术其他示例中，所述电源单元的电压值和所述储能电感的电感量可根据实际应用进行调整，对此，并不为本技术所局限。
[0069]
值得一提的是，在所述储能电感放电过程中，虽然所述场效应晶体管的电压会超过100v(即，所述滤波电容的电压)，甚至接近200v，但是，这样的高电压持续时间极短，其效应远小于人体静电放电模型对应的效应。值得一提的是，所述驱动电路模块进一步包括并联于所述滤波电容的所述场效应晶体管的漏极与源极之间的寄生电容。
[0070]
进一步地，在本技术实施例中，所述驱动电路模块进一步包括被配置为与该vcsel单元串联的阻尼电阻(例如，如图2中所示意的r1)。本技术发明人发现：当所述场效应晶体
管处于截止位且流过所述vcsel单元的工作电流由最大值趋近于0时，所述vcsel单元的寄生电容、所述滤波电容、所述寄生电感和所述阻尼电阻形成lcr串联谐振电路，其中，所述阻尼电阻用于调节lcr环路的谐振，使得所述lcr串联谐振电路不至于有过长时间的余振。
[0071]
综上基于本技术实施例的用于vcsel单元的驱动电路系统被阐明，所述驱动电路系统以储能电感作为储能元件并利用流过储能电感的电流无法突变的原理来构建电路系统，使得所述驱动电路系统能够在采用低电压直流电源作为供电电源的前提下，驱动所述vcsel单元的上升沿时间满足预设要求，所述直流电源的电压低于安全电压值。
[0072]
本领域的技术人员应理解，上述描述及附图中所示的本发明的实施例只作为举例而并不限制本发明。本发明的目的已经完整并有效地实现。本发明的功能及结构原理已在实施例中展示和说明，在没有背离所述原理下，本发明的实施方式可以有任何变形或修改。