一种低噪声高增益混频器的制作方法

1.本发明属于集成电路领域，具体涉及一种低噪声高增益混频器。


背景技术：

2.在射频信号接收通道和发射通道中，混频器的作用是将信号由一个频率变为另一个频率，例如在接收通路中，可以将信号的频率由输入射频频率转变输出中频频率。但是，传统的混频器存在噪声高、增益低等问题。


技术实现要素：

3.本发明的目的在于提供一种低噪声高增益混频器，该混频器增益大，噪声低，功耗低。
4.为实现上述目的，本发明采用的技术方案是：一种低噪声高增益混频器，采用一组电流复用跨导放大电路与一组交叉耦合负载电路，通过对称的p型跨导管和n型跨导管对信号进行放大，在不增加通路电流的前提下获得更大的等效跨导，同时在跨导管的输入与输出之间接入负反馈电阻，无需额外引入偏置电路进行偏压，跨导管源极与地之间加入电感构成源极负反馈结构，在不增加功耗和噪声的前提下增大电路稳定性；再利用交叉耦合负载电路产生更大的等效负载，在不增加功耗的前提下获得更大的增益并改善电路噪声。
5.进一步地，包括电流复用跨导放大电路、开关级电路和交叉耦合负载电路；其中，电流复用跨导放大电路包括第一nmos管m1、第二nmos管m3、第一pmos管m2、第二pmos管m4、第一电阻r1、第二电阻r2、第一电容c1、第二电容c2、第一电感l1、第二电感l2、第三电感l3、第四电感l4；开关级电路包括第三nmos管m5、第四nmos管m6、第五nmos管m7、第六nmos管m8；交叉耦合负载电路包括第三pmos管m9、第四pmos管m10、第五pmos管m11、第六pmos管m12、第三电阻r3。
6.进一步地，所述第一电容c1的一端作为差分输入信号端口vinp，第一电容c1的另一端与第一nmos管m1的栅极、第一pmos管m2的栅极、第一电阻r1的一端相连接，第一nmos管m1的源端与第一电感l1的一端相连接，第一电感l1的另一端与gnd相连接，第一pmos管m2的源端与第二电感l2的一端相连接，第二电感l2的另一端与vdd相连接，第一电阻r1的另一端与第一nmos管m1的漏端、第一pmos管m2的漏端、第三nmos管m5的源端、第四nmos管m6的源端相连接；第二电容c2的一端作为差分输入信号端口vinn，第二电容c2的另一端与第二nmos管m3的栅极、第二pmos管m4的栅极、第二电阻r2的一端相连接，第二nmos管m3的源端与第三电感l3的一端相连接，第三电感l3的另一端与gnd相连接，第二pmos管m4的源端与第四电感l4的一端相连接，第四电感l4的另一端与vdd相连接，第二电阻r2的另一端与第二nmos管m3的漏端、第二pmos管m4的漏端、第五nmos管m7的源端、第六nmos管m8的源端相连接；第三nmos管m5的栅极和第五nmos管m7的栅极作为本振信号lo 的输入端，第四nmos管m6的栅极和第六nmos管m8的栅极作为本振信号lo-的输入端；第三nmos管m5的漏端、第六nmos管m8的漏端、第三pmos管m9的漏端和栅极、第四pmos管m10的漏端、第五pmos管m11的栅极、第三电
阻r3的一端与输出端口voutn相连接；第四nmos管m6的漏端、第五nmos管m7的漏端、第五pmos管m11的漏端、第六pmos管m12的漏端和栅极、第四pmos管m10的栅极、第三电阻的另一端与输出端口voutp相连接；第三pmos管m9的源端、第四pmos管m10的源端、第五pmos管m11的源端、第六pmos管m12的源端与vdd相连接。
7.与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：本发明采用一组电流复用跨导电路作为跨导级，在无需增大工作电流的条件下获得更大的等效跨导，并且无需偏置电路即可通过负反馈产生自偏压，跨导管源极跟地之间加入电感构成负反馈结构，在不增加功耗和噪声的条件下增大了电路稳定性。此外，采用一组交叉耦合负载电路，通过引入负阻抗的概念，产生较大的输出阻抗，同时改善了传统电阻负载带来的热噪声问题以及输出摆幅问题，增益更大，功耗更低。
附图说明
8.图1是本发明实施例的低功耗高增益混频器的电路结构图；图2是本发明实施例的低功耗高增益混频器的增益曲线；图3是本发明实施例的低功耗高增益混频器的噪声曲线；图4是典型吉尔伯特双平衡混频器的电路图；图5是典型吉尔伯特双平衡混频器的增益曲线；图6是典型吉尔伯特双平衡混频器的噪声曲线。
具体实施方式
9.下面结合附图及实施例对本发明做进一步说明。
10.应该指出，以下详细说明都是示例性的，旨在对本技术提供进一步的说明。除非另有指明，本文使用的所有技术和科学术语具有与本技术所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。
11.需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本技术的示例性实施方式。如在这里所使用的，除非上下文另外明确指出，否则单数形式也意图包括复数形式，此外，还应当理解的是，当在本说明书中使用术语“包含”和/或“包括”时，其指明存在特征、步骤、操作、器件、组件和/或它们的组合。
12.本实施例提供了一种低噪声高增益混频器电路，如图1所示，该低噪声高增益混频器包括电流复用跨导放大电路1、开关级电路2和交叉耦合负载电路3。其中，电流复用跨导放大电路1包括第一nmos管m1、第二nmos管m3、第一pmos管m2、第二pmos管m4、第一电阻r1、第二电阻r2、第一电容c1、第二电容c2、第一电感l1、第二电感l2、第三电感l3、第四电感l4；开关级电路2包括第三nmos管m5、第四nmos管m6、第五nmos管m7、第六nmos管m8；交叉耦合负载电路3包括第三pmos管m9、第四pmos管m10、第五pmos管m11、第六pmos管m12、第三电阻r3。所述第一电容c1的一端作为差分输入信号端口vinp，第一电容c1的另一端与第一nmos管m1的栅极、第一pmos管m2的栅极、第一电阻r1的一端相连接，第一nmos管m1的源端与第一电感l1的一端相连接，第一电感l1的另一端与gnd相连接，第一pmos管m2的源端与第二电感l2的一端相连接，第二电感l2的另一端与vdd相连接，第一电阻r1的另一端与第一nmos管m1的漏端、第一pmos管m2的漏端、第三nmos管m5的源端、第四nmos管m6的源端相连接；第二电容c2
的一端作为差分输入信号端口vinn，第二电容c2的另一端与第二nmos管m3的栅极、第二pmos管m4的栅极、第二电阻r2的一端相连接，第二nmos管m3的源端与第三电感l3的一端相连接，第三电感l3的另一端与gnd相连接，第二pmos管m4的源端与第四电感l4的一端相连接，第四电感l4的另一端与vdd相连接，第二电阻r2的另一端与第二nmos管m3的漏端、第二pmos管m4的漏端、第五nmos管m7的源端、第六nmos管m8的源端相连接；第三nmos管m5的栅极和第五nmos管m7的栅极作为本振信号lo 的输入端，第四nmos管m6的栅极和第六nmos管m8的栅极作为本振信号lo-的输入端；第三nmos管m5的漏端、第六nmos管m8的漏端、第三pmos管m9的漏端和栅极、第四pmos管m10的漏端、第五pmos管m11的栅极、第三电阻r3的一端与输出端口voutn相连接；第四nmos管m6的漏端、第五nmos管m7的漏端、第五pmos管m11的漏端、第六pmos管m12的漏端和栅极、第四pmos管m10的栅极、第三电阻的另一端与输出端口voutp相连接；第三pmos管m9的源端、第四pmos管m10的源端、第五pmos管m11的源端、第六pmos管m12的源端与vdd相连接。其中，电流复用跨导放大电路决定了混频器电路的跨导，交叉耦合负载电路决定了混频器的输出阻抗，假设输入信号为v
rf
cos(w
rf
t)，本振开关信号为v
lo
cos(w
lo
t)，跨导管m1、m3的跨导均为g
mn
，跨导管m2、m4的跨导均为g
mp
，交叉耦合管m9、m12的跨导为（g
m1
），交叉耦合管m10、m11的跨导为（g
m2
），电阻r3的阻值为2r
load ，此时混频器电路的等效转换增益 ，如果g
mp = g
mn = gm，跨导级的等效跨导为2gm将会是传统结构的2倍，负载级通过选取合适的mos管参数和电阻阻值，可使得等效输出阻抗远大于传统结构，电路增益得到极大的提升。
13.图2、3是本实施例提供的低功耗高增益混频器的增益曲线和噪声曲线。
14.图4是典型吉尔伯特双平衡混频器的电路图。图5、6是典型吉尔伯特双平衡混频器的增益曲线和噪声曲线。
15.通过与典型吉尔伯特双平衡混频器对比，本实施例提供的低噪声高增益混频器采用电流复用跨导电路作为跨导级，在无需增大工作电流的条件下获得更大的等效跨导，并且无需偏置电路即可通过负反馈产生自偏压，跨导管源极跟地之间加入电感构成负反馈结构，在不增加功耗和噪声的条件下增大了电路稳定性。同时采用一组交叉耦合负载电路，通过引入负阻抗的概念，产生较大的输出阻抗，克服了传统电阻负载在电流过大时输出电压摆幅小的问题，同时改善了电阻负载带来的热噪声问题，增益更大，功耗更低。
16.综上所示，本发明提供的低噪声高增益混频器，能有效地解决改善混频器噪声性能受电阻负载的热噪声限制的问题和增益过小的问题，同时达到了提高混频器电路的增益和噪声性能的目的。
17.以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非是对本发明作其它形式的限制，任何熟悉本专业的技术人员可能利用上述揭示的技术内容加以变更或改型为等同变化的等效实施例。但是凡是未脱离本发明技术方案内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化与改型，仍属于本发明技术方案的保护范围。