基于振荡器和三次谐波倍频器的自动谐波追踪电路

1.本发明属于数模混合集成电路技术领域，具体涉及一种基于振荡器和三次谐波倍频器的自动谐波追踪电路。


背景技术：

2.相位噪声是评估压控振荡器的最重要性能指标之一。在电荷泵锁相环中，高频相位噪声由压控振荡器决定，直接影响输出信号的时间抖动。对于高频毫米波应用，由于振荡器对寄生电容和寄生电感的敏感性以及电容品质因数恶化的特点，振荡器的优值(fom，figure of merit)严重恶化，因此常见的基波振荡器在毫米波以上频段的应用受到限制。
3.为了在相同功耗下实现更好的相位噪声，振荡器通常需要使用倍频器来产生毫米波时钟信号，为了追求更优越的fom值，越来越多的倍频器被提出。基于两级锁相环级联的毫米波时钟电路具有较高的功耗，面积和设计复杂性。基于低频振荡器驱动非线性器件，再通过滤波器选频输出的倍频结构实现了宽频带的性能，但由于非线性较弱带来信号幅度较小的问题，需要很大功耗和面积的缓冲器来驱动。为了降低功耗，实现更高的fom值，更常见的是注入锁定倍频器和基于f类振荡器的谐波提取倍频器，但是它们都只能在振荡器的谐波频率附近的小范围内实现优越的噪声性能，存在难以实现宽频带的问题以及需要手动调整频带带来的锁定时间很长的问题。


技术实现要素：

4.为了解决现有技术中存在的上述问题，本发明提供了一种基于振荡器和三次谐波倍频器的自动谐波追踪电路。本发明要解决的技术问题通过以下技术方案实现：
5.本发明提供了一种基于振荡器和三次谐波倍频器的自动谐波追踪电路，包括f类振荡器、三次谐波提取倍频器、负峰值检测电路、低通滤波器、采样保持电路、比较器和逻辑电路，其中，
6.所述f类振荡器用于将电源的直流电压转换成频率恒定且含三次谐波的周期性伪方波交流差分信号；
7.所述三次谐波提取倍频器连接所述f类振荡器，用于抑制所述周期性伪方波交流差分信号中的基频信号，并提取和放大所述周期性伪方波交流差分信号中的三次谐波以获得基频抑制后的三次谐波差分信号；
8.所述负峰值检测电路连接所述三次谐波提取倍频器，用于检测所述三次谐波差分信号的振幅大小并提取所述三次谐波差分信号的振幅信号；
9.所述低通滤波器连接所述负峰值检测电路，用于将提取的三次谐波的振幅信号过滤为直流电平；
10.所述采样保持电路连接所述低通滤波器，用于采样和保持不同频带的振幅信号；
11.所述比较器连接所述采样保持电路，用于比较不同频带的振幅信号并输出比较结果；
12.所述逻辑电路连接在所述比较器与所述三次谐波提取倍频器之间，用于根据所述比较结果产生数字控制信号，控制所述三次谐波提取倍频器中的开关电容阵列，以将所述三次谐波提取倍频器的频带自适应切换至所需的频带。
13.在本发明的一个实施例中，所述f类振荡器包括第一mos管m1、第二mos管m2、电容组cd，电容组cg、开关电容阵列cs、开关电容阵列c
p
、可变电容管c
var
、电感ld和电感lg，其中，
14.所述电容组cd、所述开关电容阵列c
p
和所述电感ld并联在所述第一mos管m1的漏极和所述第二mos管m2的漏极之间，所述电感ld的抽头连接第一电源端vd；
15.所述电感lg、所述电容组cg、所述开关电容阵列cs和所述可变电容管c
var
并联在所述第一mos管m1的栅极与所述第二mos管m2的栅极之间，所述电感lg的抽头连接第二电源端vg，所述电感lg和所述电感ld形成变压器t0，所述可变电容管c
var
外接控制电压vcont，以控制所述可变电容管c
var
的电容大小，从而调节f类振荡器的基频频率；
16.所述第一mos管m1的源极和所述第二mos管m2的源极均连接接地端gnd；所述第一mos管m1的漏极和所述第二mos管m2的漏极分别作为所述f类振荡器的第一差分输出端vdp和第二差分输出端vdn。
17.在本发明的一个实施例中，所述电容组cd和所述电容组cg均包括两个串联的电容。
18.在本发明的一个实施例中，所述三次谐波提取倍频器包括三次谐波提取模块和三次谐波放大模块，其中，
19.所述三次谐波提取模块连接所述f类振荡器的第一差分输出端vdp和第二差分输出端vdn，用于对所述f类振荡器的第一差分输出端vdp和第二差分输出端vdn中的差分信号中的基频信号进行抑制，并对三次谐波分量进行提取；
20.所述三次谐波放大模块用于对提取的三次谐波分量进行功率放大，并实现所述f类振荡器的周期性伪方波交流差分信号的基频的三倍频。
21.在本发明的一个实施例中，所述三次谐波提取模块包括第三mos管m3、第四mos管m4、电感l1、电容组c
fix
、开关电容阵列c0、开关电容阵列c1、电容c
n1
、电容c
n2
、电容c
ac1
、电容c
ac2
、电阻r
ac1
、电阻r
ac2
以及电感ls，其中，
22.所述电容c
ac1
连接在所述f类振荡器的第一差分输出端vdp与所述第三mos管m3的栅极之间，所述电容c
ac2
连接在所述f类振荡器的第二差分输出端vdn与所述第四mos管m4的栅极之间，所述电容c
n1
连接在所述第三mos管m3的栅极与所述第四mos管m4的漏极之间，所述电容c
n2
连接在所述第三mos管m3的漏极与所述第四mos管m4的栅极之间；
23.所述电容组c
fix
、所述开关电容阵列c0和所述电感ls并联在所述第三mos管m3的源极与所述第四mos管m4的源极之间，所述电感ls的抽头连接接地端gnd；
24.所述电感l1和所述开关电容阵列c1并联在所述第三mos管m3的漏极与所述第四mos管m4的漏极之间，所述电感l1的抽头外接电源vpa1；
25.所述电阻r
ac1
连接在所述第三mos管m3的栅极与外接偏置电压vpb1之间，所述电阻r
ac2
连接在所述第四mos管m4的栅极与外接偏置vpb1之间；
26.所述开关电容阵列c0和所述开关电容阵列c1分别连接所述逻辑电路的输出端。
27.在本发明的一个实施例中，所述三次谐波放大模块包括第五mos管m5、第六mos管m6、电感l2、开关电容阵列c2、电容c
n3
、电容c
n4
、电感l3、电感l4和外部负载电阻r
load
，其中，所述第五mos管m5的漏极和所述第六mos管m6的源极均连接接地端gnd，所述电感l2连接在所述
第五mos管m5的栅极与所述第六mos管m6的栅极之间，所述电感l2和所述电感l1组成变压器t1，所述电感l2的抽头连接电压vpb2；
28.所述电容c
n3
连接在所述第五mos管m5的栅极与所述第六mos管m6的漏极之间，所述电容c
n4
连接在所述第五mos管m5的漏极与所述第六mos管m6的栅极之间；
29.所述电感l3和所述开关电容阵列c2并联在所述第五mos管m5的漏极与所述第六mos管m6的漏极之间，所述电感l3的抽头外接电源vpa2，所述电感l3和所述电感l4组成变压器t2，所述电感l4与外部负载电阻r
load
串联在两个接地端之间；所述开关电容阵列c2连接所述逻辑电路的输出端；
30.所述第五mos管m5的漏极和所述第六mos管m6的漏极分别作为所述三次谐波放大模块的第一差分输出端vdp2和第二差分输出端vdn2。
31.在本发明的一个实施例中，所述负峰值检测电路包括第七mos管m7、第八mos管m8和充电电容c
ad
，其中，
32.所述第七mos管m7的漏极连接所述三次谐波放大模块的第二差分输出端vdn2以及所述第八mos管m8的栅极，所述第八mos管m8的漏极连接所述三次谐波放大模块的第二差分输出端vdp2以及所述第七mos管m7的栅极；
33.所述第七mos管m7的源极和所述第八mos管m8的源极均连接所述充电电容c
ad
的第一端，所述充电电容c
ad
的第二端连接接地端gnd；
34.所述第八mos管m8的源极作为所述负峰值检测电路的输出端。
35.在本发明的一个实施例中，所述低通滤波器包括电阻r1和电容c4，其中，
36.所述电阻r1的第一端连接至所述负峰值检测电路的输出端，第二端作为所述低通滤波器的输出端vsamp；所述电容c4连接在所述低通滤波器的输出端vsamp与接地端gnd之间，所述电阻r1与所述电容c4之间的节点作为所述低通滤波器的输出端vsamp连接至所述采样保持电路。
37.在本发明的一个实施例中，所述采样保持电路包括第一采样开关k1、第二采样开关k2、第一采样电容c
samp1
和第二采样电容c
samp2
，其中，
38.所述第一采样开关k1连接在所述低通滤波器的输出端vsamp与所述比较器的第一输入端vinp之间，所述第二采样开关k2连接在所述低通滤波器的输出端vsamp与所述比较器的第二输入端vinn之间；
39.所述第一采样电容c
samp1
连接至所述比较器的第一输入端vinp与接地端之间，所述第二采样电容c
samp2
连接至所述比较器的第二输入端vinn与接地端之间。
40.与现有技术相比，本发明的有益效果在于：
41.1、本发明的基于三次谐波提取倍频器的快速自动谐波追踪电路，通过开关电容阵列实现了宽频带的应用，利用一个负峰值检测电路和采样保持电路对三次谐波提取倍频器的输出振幅进行检测，通过比较器比较不同频带的振幅，并使用逻辑电路实现三次谐波的自动追踪，解决了此类倍频器需要手动调整频带花费过多时间的问题，并精确地锁定在三次谐波，从而实现更优越的噪声性能，更低的功耗和更大的输出功率。
42.2、本发明通过负峰值检测电路准确地对三次谐波的振幅进行提取，根据谐波振幅大小来校准谐波倍频器和注入锁定倍频器的谐波频率，提供了一种自动获取最佳相位噪声和最大输出功率的工作点的新方式。
43.3、本发明首先利用负峰值检测器对三次谐波输出的振幅进行检测，然后经过采样器和比较器对不同频带的振幅进行比较，最后根据逻辑电路和搜索算法精确地实现三次谐波提取倍频器与振荡器的基波输出频率的比例为3：1，在更宽的频带范围内都能实现更加优越的相噪，功耗和输出功率的性能。
44.以下将结合附图及实施例对本发明做进一步详细说明。
附图说明
45.图1是本发明实施例提供的一种基于振荡器和三次谐波倍频器的自动谐波追踪电路的结构示意图；
46.图2是本发明实施例提供的一种f类振荡器的电路图；
47.图3是本发明实施例提供的一种三次谐波提取倍频器的电路图；
48.图4是本发明实施例提供的一种基于振荡器和三次谐波倍频器的自动谐波追踪电路的另一结构示意图；
49.图5是本发明实施例提供的一种逻辑电路的逻辑搜索算法示意图。
具体实施方式
50.为了进一步阐述本发明为达成预定发明目的所采取的技术手段及功效，以下结合附图及具体实施方式，对依据本发明提出的一种基于振荡器和三次谐波倍频器的自动谐波追踪电路进行详细说明。
51.有关本发明的前述及其他技术内容、特点及功效，在以下配合附图的具体实施方式详细说明中即可清楚地呈现。通过具体实施方式的说明，可对本发明为达成预定目的所采取的技术手段及功效进行更加深入且具体地了解，然而所附附图仅是提供参考与说明之用，并非用来对本发明的技术方案加以限制。
52.应当说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个
……”
限定的要素，并不排除在包括所述要素的物品或者设备中还存在另外的相同要素。
53.请参见图1，图1是本发明实施例提供的一种基于振荡器和三次谐波倍频器的自动谐波追踪电路的结构示意图。该快速自动谐波追踪电路包括f类振荡器101、三次谐波提取倍频器102、负峰值检测电路103、低通滤波器104、采样保持电路105、比较器106和逻辑电路107，其中，f类振荡器101用于将电源的直流电压转换成频率恒定且含三次谐波的周期性伪方波交流差分信号；三次谐波提取倍频器102连接f类振荡器101，用于抑制周期性伪方波交流差分信号中的基频信号，并提取和放大周期性伪方波交流差分信号中的三次谐波以获得基频抑制后的三次谐波差分信号；负峰值检测电路103连接三次谐波提取倍频器102，用于检测三次谐波差分信号的振幅大小并提取三次谐波差分信号的振幅信号；低通滤波器104连接负峰值检测电路103，用于将提取的三次谐波的振幅信号过滤为直流电平；采样保持电路105连接低通滤波器104，用于采样和保持不同频带的振幅信号；比较器106连接采样保持
电路105，用于比较不同频带的振幅信号并输出比较结果；逻辑电路107连接在比较器106与三次谐波提取倍频器102之间，用于根据比较结果产生数字控制信号，控制三次谐波提取倍频器102中的开关电容阵列，以将三次谐波提取倍频器102的频带自适应切换至所需的频带。
54.进一步地，请参见图2，图2是本发明实施例提供的一种f类振荡器的电路图。本实施例的所述f类振荡器101包括第一mos管m1、第二mos管m2、电容组cd，电容组cg、开关电容阵列cs、开关电容阵列c
p
、可变电容管c
var
、电感ld和电感lg，其中，电容组cd、开关电容阵列c
p
和电感ld并联在第一mos管m1的漏极和第二mos管m2的漏极之间，电感ld的抽头连接第一电源端vd；电感lg、电容组cg、开关电容阵列cs和可变电容管c
var
并联在第一mos管m1的栅极与第二mos管m2的栅极之间，电感lg的抽头连接第二电源端vg，电感lg和电感ld形成变压器t0，可变电容管c
var
外接控制电压vcont，以控制可变电容管c
var
的电容大小，从而调节f类振荡器的基频频率；第一mos管m1的源极和第二mos管m2的源极均连接接地端gnd；第一mos管m1的漏极和第二mos管m2的漏极分别作为f类振荡器101的第一差分输出端vdp和第二差分输出端vdn。
55.具体地，在f类振荡器101中包括一组交叉耦合的mos管m1和m2，第一mos管m1的栅端和第二mos管m2的栅极均接入包括电感lg、电容组cg和开关电容阵列cs的电感电容谐振网络，获得所需要的基波信号vgp，vgn，进一步可以可变电容管c
var
应用于锁相环电路中。在f类振荡器101中使用多组开关电容阵列(开关电容阵列cs和开关电容阵列c
p
)扩展了基波信号的频带。将第一mos管m1和第二mos管m2的漏端接入由电感ld、开关电容阵列c
p
和电容组cd组成的另一组电感电容谐振网络，漏端电压以基波信号为主，包含所需的三次谐波分量。两个电感lg和ld之间存在一定数值的耦合系数km，形成类似变压器的结构。
56.当f类振荡器101中的变压器初次级ld，lg均接入电容形成谐振网络后，谐振网络的阻抗存在来个高阻的峰值，如果将两个峰值的频率设计为1：3，则f类振荡器101的漏端电压成为类似方波的形状，以基波为主，包含一定的三次谐波形成的，是谐波调谐振荡器的一种类型，具有很高的优值fom，能够实现低功耗，低噪声的优越性能。通过调整耦合系数km来改变三次谐波的占比，对于需要三次谐波提取倍频的应用，通常将耦合系数km设计为0.6以获得较大的三次谐波分量。mos管漏端和栅端的开关电容阵列c
p
，cs用于拓展振荡器的工作频率范围。可变电容管c
var
实现频率的微调从而适应锁相环的应用，输出端vgp和vgn分别链接至第一mos管m1的栅极和第二mos管m2的栅极，可作为通常锁相环中的基波振荡器的输出，接后级的分频器，而f类振荡器101的第一差分输出端vdp和第二差分输出端vdn包含较大的三次谐波分量，可以通过后续三次谐波提取倍频器102来实现三倍频，获得纯净的高频毫米波时钟信号。在本实施例中，电容组cd和电容组cg均包括两个串联的电容。
57.进一步地，请参见图3，图3是本发明实施例提供的一种三次谐波提取倍频器的电路图。该三次谐波提取倍频器102包括三次谐波提取模块1021和三次谐波放大模块1022，其中，三次谐波提取模块1021连接f类振荡器101的第一差分输出端vdp和第二差分输出端vdn，用于对f类振荡器101的第一差分输出端vdp和第二差分输出端vdn中的差分信号中的基频信号进行抑制，并对三次谐波分量进行提取；三次谐波放大模块1022用于对提取的三次谐波分量进行功率放大，并实现f类振荡器101的周期性伪方波交流差分信号的基频的三倍频。
58.三次谐波提取倍频器102能够抑制f类振荡器101漏端不需要的基波分量，提取并放大所需的三次谐波分量，从而实现具有优越相噪性能的高频毫米波时钟信号。
59.本实施例的三次谐波提取模块1021包括第三mos管m3、第四mos管m4、电感l1、电容组c
fix
、开关电容阵列c0、开关电容阵列c1、电容c
n1
、电容c
n2
、电容c
ac1
、电容c
ac2
、电阻r
ac1
、电阻r
ac2
以及电感ls，其中，电容c
ac1
连接在f类振荡器101的第一差分输出端vdp与第三mos管m3的栅极之间，电容c
ac2
连接在f类振荡器101的第二差分输出端vdn与第四mos管m4的栅极之间，电容c
n1
连接在第三mos管m3的栅极与第四mos管m4的漏极之间，电容c
n2
连接在第三mos管m3的漏极与第四mos管m4的栅极之间。
60.电容组c
fix
、开关电容阵列c0和电感ls并联在第三mos管m3的源极与第四mos管m4的源极之间，电感ls的抽头连接接地端gnd；电感l1和开关电容阵列c1并联在第三mos管m3的漏极与第四mos管m4的漏极之间，电感l1的抽头外接电源vpa1；电阻r
ac1
连接在第三mos管m3的栅极与外接偏置电压vpb1之间，电阻r
ac2
连接在第四mos管m4的栅极与外接偏置vpb1之间；开关电容阵列c0和开关电容阵列c1分别连接逻辑电路107的输出端。
61.本实施例的三次谐波放大模块1022包括第五mos管m5、第六mos管m6、电感l2、开关电容阵列c2、电容c
n3
、电容c
n4
、电感l3、电感l4和外部负载电阻r
load
，其中，第五mos管m5的漏极和第六mos管m6的源极均连接接地端gnd，电感l2连接在第五mos管m5的栅极与第六mos管m6的栅极之间，电感l2和电感l1组成变压器t1，电感l2的抽头连接电压vpb2；电容c
n3
连接在第五mos管m5的栅极与第六mos管m6的漏极之间，电容c
n4
连接在第五mos管m5的漏极与第六mos管m6的栅极之间。
62.电感l3和开关电容阵列c2并联在第五mos管m5的漏极与第六mos管m6的漏极之间，电感l3的抽头外接电源vpa2，电感l3和电感l4组成变压器t2，电感l4与外部负载电阻r
load
串联在两个接地端之间；开关电容阵列c2连接逻辑电路107的输出端；第五mos管m5的漏极和第六mos管m6的漏极分别作为三次谐波放大模块1022的第一差分输出端vdp2和第二差分输出端vdn2。
63.具体地，电容c
ac1
和电容c
ac2
为隔直电容，用来隔离直流电压；电阻r
ac1
和电阻r
ac2
为偏置电阻，用来将直流偏置电压vpb1传递至mos管的栅端。其中三次谐波提取模块的mos管m3和m4提供所需要的增益来提取三次谐波分量，mos管m3和m4源端的谐振网络(包括电感ls、电容组c
fix
和开关电容阵列c0)实现f类振荡器101漏端电压基波信号的抑制，mos管m3和m4漏端的谐振网络(包括变压器t1和开关电容阵列c1)实现三次谐波的提取。而三次谐波放大模块1022的mos管m5，m6同样提供较大的增益来放大提取后的三次谐波，mos管m5，m6漏端的谐振网络(包括变压器t2和开关电容阵列c2)实现三次谐波的选通作用。通过折中选择两组变压器t1和t2的耦合系数km1，km2来实现宽频带或大输出功率的工作特点。
64.在三次谐波提取模块1021和三次谐波放大模块1022中，电容c
n1
、电容c
n2
、电容c
n3
和电容c
n4
都是作为中和电容以交叉的方式接在一个mos管的栅端和另一个mos管的漏端，用于保证三次谐波提取模块1021和三次谐波放大模块1022本身的共模稳定性。三次谐波提取模块1021的mos管m3，m4的栅端分别连接隔直电容电容c
ac1
、电容c
ac2
隔离的直流电压。偏置电压vpb2为mos管m5和m6提供直流偏置电压，电压vpa1和vpa2分别为三次谐波提取模块1021和三次谐波放大模块1022提供电源电压，变压器t1，t2的耦合系数分别为km1和km2，vdp1,vdn1为三次谐波提取模块的差分输出，vdp2和vdn2为三次谐波放大模块1021的差分输出。
65.进一步地，请参见图4，图4是本发明实施例提供的一种基于三次谐波提取倍频器的快速自动谐波追踪电路的另一结构示意图。本实施例的负峰值检测电路103第七mos管m7、第八mos管m8和充电电容c
ad
，其中，第七mos管m7的漏极连接三次谐波放大模块1021的第二差分输出端vdn2以及第八mos管m8的栅极，第八mos管m8的漏极连接三次谐波放大模块1021的第二差分输出端vdp2以及第七mos管m7的栅极；第七mos管m7的源极和第八mos管m8的源极均连接充电电容c
ad
的第一端，充电电容c
ad
的第二端连接接地端gnd；第八mos管m8的源极作为负峰值检测电路103的输出端。
66.该负峰值检测电路103中的交叉耦合mos管m7，m8和充电电容c
ad
检测三次谐波提取倍频器102的输出信号vdp2和vdn2的振幅大小并提取所述三次谐波差分信号的振幅信号。
67.本实施例的低通滤波器104包括电阻r1和电容c4，其中，电阻r1的第一端连接至负峰值检测电路103的输出端，第二端作为低通滤波器104的输出端vsamp；电容c4连接在低通滤波器104的输出端vsamp与接地端gnd之间，电阻r1与电容c4之间的节点作为低通滤波器104的输出端vsamp连接至采样保持电路105。
68.本实施例的采样保持电路105包括第一采样开关k1、第二采样开关k2、第一采样电容c
samp1
和第二采样电容c
samp2
，其中，第一采样开关k1连接在低通滤波器104的输出端vsamp与比较器106的第一输入端vinp之间，第二采样开关k2连接在低通滤波器104的输出端vsamp与比较器106的第二输入端vinn之间；第一采样电容c
samp1
连接至比较器106的第一输入端vinp与接地端之间，第二采样电容c
samp2
连接至比较器106的第二输入端vinn与接地端之间。采样保持电路105中的采样电容c
samp1
和c
samp2
存储不同频带的振幅信号。采样保持电路105的第一输出端和第二输出端分别用于输出不同频带的振幅信号vinp和vinn。
69.进一步地，比较器106用于比较不同频带的振幅信号vinp和vinn并输出比较结果vcomp和vcomn，所述比较结果vcomp和vcomn输入至逻辑电路107。逻辑电路107的输出端接三次谐波提取倍频器102中的三组开关电容阵列c0《3:0》,c1《3:0》,c2《3:0》，在微秒级的非常短的时间内实现准确的三次谐波追踪，并且能够应用在宽频带的需求。
70.本实施例的逻辑电路107将频带预置为1000，第一个周期采样1000频带时的振幅，再通过逻辑电路107将频带直接转换为1100，第二个周期采样1100频带时的振幅。然后比较器106比较频带为1000和1100的振幅大小。
71.随后，逻辑电路107通过逻辑搜索算法产生数字信号c0《3:0》、c1《3:0》,、c2《3:0》来对应控制三次谐波提取倍频器102中的开关电容阵列c0、c1和c2，获得准确地三次谐波谐振网络。在谐波追踪结束后(三次频带比较之后)，完成三次谐波的锁定，通过逻辑电路停止自动谐波追踪电路的工作。
72.具体地，请参见图5，图5是本发明实施例提供的一种逻辑电路的逻辑搜索算法示意图。逻辑电路通过逻辑算法输出4位由0和1组成的二进制数字码控制开关电容阵列中相应位数的电容开关的导通和关闭来实现频带的切换。具体的，在逻辑搜索算法开始时，逻辑电路107的输出复位到1000。算法前两步通过二进制搜索的方法进行，与传统的切换算法相似，vcomp和vcomn分别为1和0时，频带增大(二进制数字码变小)；vcomp和vcomn分别为0和1时，频带减小(二进制数字码变大)。而第三步采用自适应频带搜索，对最终频带进行修正，在两个相邻频带内进行最终确定。最后一次比较时，若vcomp和vcomn分别为1和0时，频带保持不变；vcomp和vcomn分别为0和1时，频带减小。其中二进制数字码的最后两位的比重是相
同的，即4：2：1：1。
73.本发明实施例的基于三次谐波提取倍频器的快速自动谐波追踪电路，通过开关电容阵列实现了宽频带的应用，利用一个负峰值检测电路和采样保持电路对三次谐波提取倍频器的输出振幅进行检测，通过比较器比较不同频带的振幅，并使用逻辑电路实现三次谐波的自动追踪，解决了此类倍频器需要手动调整频带花费过多时间的问题，并精确地锁定在三次谐波，从而实现更优越的噪声性能，更低的功耗和更大的输出功率。另外，本发明实施例通过负峰值检测电路准确地对三次谐波的振幅进行提取，根据谐波振幅大小来校准谐波倍频器和注入锁定倍频器的谐波频率，提供了一种自动获取最佳相位噪声和最大输出功率的工作点的新方式。
74.以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。