一种基于改进LCC补偿拓扑结构双谐振频点的宽范围信息传输设计方法

一种基于改进lcc补偿拓扑结构双谐振频点的宽范围信息传输设计方法
技术领域
1.本发明属于无线电能传输领域；具体涉及一种基于改进lcc补偿拓扑结构双谐振频点的宽范围信息传输设计方法。


背景技术：

2.在众多应用中，不仅需要电能的无线传输，同时还要求系统具有实时通信能力。实现输出电压反馈控制、负载检测、状态监控、多控制器同步等功能。
3.目前用于无线电能传输系统数据传输过程的载波调制解调技术通常有4种：振幅移位键控ask(amplitude-shift keying)、频率移位键控fsk(frequency-shift keying)、负载位移键控lsk(load-shift keying)和相位移位键控psk(phase-shift keying)。与振幅移位键控和负载移位键控相比，频移移位键控具有更好的抗噪声能力。相比于移相移位键控，fsk的信号检测和恢复过程较简单，其中二进制频移键控2fsk(binary frequency-shift keying)是最简单的频率键控调制方式。在实际的无线电能信息同步传输装置中，由于装置的灵活性和便捷性，系统发射端和接收端不可避免的出现垂直或水平方向上的距离变化，距离变化直接影响耦合机构间的耦合系数，对信息传输特性产生影响，造成误码率增大。此外，由于线圈间的弱耦合作用，远距离时传输信号较弱，对后级解调电路提出了较高的要求。


技术实现要素：

4.本发明提供一种基于改进lcc补偿拓扑结构双谐振频点的宽范围信息传输设计方法，为了解决现有无线电能传输系统中因耦合系数小造成的传输信号弱、因距离变动造成耦合系数变化导致的信息传输误码率增大等问题。
5.本发明通过以下技术方案实现：
6.一种基于改进lcc补偿拓扑结构双谐振频点的宽范围信息传输设计方法，所述设计方法包括以下步骤：
7.步骤1：对现有lcc补偿拓扑电路频率特性进行分析，搭建改进lcc补偿拓扑结构的磁通信电路；
8.步骤2：基于步骤1的磁通信电路，建立改进后的磁通信电路等效电路模型；
9.步骤3：基于步骤2的等效电路模型，推导信息发射回路的谐振频率f
l
，f0，fh与耦合机构参数间的关系；关系模型为：
[0010][0011]
其中，x＝l
dp2
/l
dp1
，y＝c
dp2
/c
dp1
，l
dp2
和l
dp1
为线圈自感和并联补偿电感，c
dp2
和c
dp1
为串联补偿电容和并联补偿电容；
[0012]
步骤4：分析在谐振频率f
l
，f0，fh下电路的传输特性，确定2fsk的载波频率f
l
和fh；
[0013]
步骤5：推导在低频载波f
l
下信息传输电压增益g
l
、高频载波fh下信息传输电压增益gh与发射回路串联电阻r
td
、接收回路串联电阻r
rd
、低载波频率f
l
、高载波频率fh，收发线圈间互感m间的关系；
[0014]
步骤6：基于步骤3-步骤5，确定步骤3中的x和y的设计方向：选取较大的x和较小的y，满足x≧10，0《y≤1；
[0015]
步骤7：基于步骤6的x和y，推导在低频载波f
l
下的回路等效电感高频载波fh下的回路等效电感与并联补偿电感l
dp1
、x、α和β之间的关系；
[0016]
步骤8：基于步骤7的和推导在低频载波f
l
下信息接收回路的响应时间高频载波fh下信息接收回路的响应时间与接收回路串联电阻r
rd
、回路等效电感回路等效电感间的关系；
[0017]
步骤9：基于步骤8确定x和y间的关系，关系模型为xy＝y 1；
[0018]
步骤10：基于步骤9推导在低频载波f
l
下的信息发射回路响应时间高频载波fh下的信息发射回路响应时间与发射回路串联电阻r
td
、接收回路串联电阻r
rd
、低频载波f
l
、低频载波fh，收发线圈间互感m、回路等效电感间的关系；
[0019]
步骤11：基于步骤10确定x和y间的关系，f0与m的设计方向，关系模型为：xy＝1，选取较小的f0，其中0《f0≤2mhz，0《m≤10μh；
[0020]
步骤12：基于步骤8和步骤10的低频载波f
l
下信息接收回路的响应时间信息发射回路响应时间和高频载波fh下信息接收回路的响应时间信息发射回路响应时间t
hp
，确定发射回路串联电阻r
td
和接收回路串联电阻r
rd
；
[0021]
步骤13：分析该磁耦合通信传输系统的传输特性，并将该传输特性与目标值进行对比，若达到目标值，则结束，若没有达到目标值，则进入步骤14；
[0022]
步骤14：调整该磁耦合通信传输系统的参数；
[0023]
步骤15：重复上述步骤3至步骤14直至信息传输特性达到目标值。
[0024]
进一步的，所述步骤2的等效电路模型包括2fsk调制信号ud、信息发射线圈电感l
dp2
、信息接收线圈电感l
ds2
、信息发射回路并联补偿电感l
dp1
和并联补偿电容c
dp1
、信息发射回路串联补偿电容c
dp2
、信息发射回路串联电阻r
td
、信息接收回路并联补偿电感l
ds1
和并联补偿电容c
ds1
、信息接收回路串联补偿电容c
ds2
、信息接收回路串联电阻r
rd
、信息接收侧提取
电压u
out
，收发线圈间的互感m、高通滤波器0、高通滤波器1、高通滤波器2、功率放大器1、功率放大器2、包络检波1、包络检波2、低通滤波1、低通滤波2，比较器1，比较器输出电阻r
11
和调制输出稳压管d3；
[0025]
所述发射回路包括信息发射线圈电感l
dp2
、信息发射回路并联补偿电感l
dp1
、信息发射回路并联补偿电容c
dp1
、信息发射回路串联补偿电容c
dp2
和信息发射回路串联电阻r
td
；
[0026]
所述接收回路包括信息接收线圈电感l
ds2
、信息接收回路并联补偿电感l
ds1
、信息接收回路并联补偿电容c
ds1
和信息发射回路串联补偿电容c
ds2
；
[0027]
所述发射回路和接收回路结构相同。
[0028]
进一步的，所述高通滤波器0包括电容c0、电阻r0和电感l0，用来滤除低频噪声干扰；
[0029]
所述高通滤波器1包括电容c1、电阻r1和电感l1，用来滤除频率为f
l
的载波信号；
[0030]
所述高通滤波器2包括电容c2、电阻r2和电感l2，用来滤除频率为fh的载波信号；
[0031]
所述功率放大器1和功率放大器分别对高通滤波器1和高通滤波器2输出的频率为fh和f
l
的载波信号进行放大；
[0032]
所述包络检波1包括二级管d1、电容c3和电阻r7，对高通滤波器1输出的信号进行检波；
[0033]
所述包络检波2包括二级管d2、电容c4和电阻r8，对高通滤波器2输出的信号进行检波；
[0034]
所述低通滤波器1包括电阻r9和电容c5，对包络检波1输出的信号进行整形；
[0035]
所述低通滤波器2包括电阻r
10
和电容c6，对包络检波2输出的信号进行整形；
[0036]
所述比较器对低通滤波器1与低通滤波器2输出的信号实现比较运算，对信息信号进行恢复，u
dout
为解调输出信号。
[0037]
进一步的，所述步骤5的关系模型为：
[0038][0039]
其中，ω
l
和ωh为f
l
、fh对应的角频率，关系为ω
l
＝2πf
l
，ωh＝2πfh。
[0040]
进一步的，所述步骤7的关系模型为：
[0041][0042]
其中，z＝p时表示信息发射回路，z＝s时表示信息接收回路。
[0043]
进一步的，所述步骤8的关系模型为：
[0044][0045]
进一步的，所述步骤10的关系模型为：
[0046][0047]
本发明的有益效果是：
[0048]
本发明基于改进lcc补偿拓扑结构，反射阻抗位于l
dp2
与c
dp
串联组成的主回路上，对发射回路谐振频点的影响，保证了发射回路和接收回路谐振频率设计的一致性。
[0049]
本发明相比于现有2fsk调制方式，利用系统谐振频率进行信号传输，提高了信号强度。
[0050]
本发明保证了耦合系数变化时，不同载波频率下回路响应时间及信号强度的一致性，降低了误码率及解调电路设计难度，有效提高了系统设计和优化效率。
附图说明
[0051]
附图1是本发明的方法流程图。
[0052]
附图2是本发明的磁通信电路等效电路模型图。
[0053]
附图3是本发明的谐振频率与当ω0＝2πf0时，x、y的关系示意图。
[0054]
附图4是本发明的发射回路高低载波频率下响应时间比值与f0和m的关系示意图。
[0055]
附图5是本发明不同载波频率下，发射回路响应时间与接收回路响应时间的比值与发射回路串联电阻r
td
、接收回路串联电阻r
rd
的关系示意图。
[0056]
附图6是本发明的提供的电压波形，其中(a)原始信号与调制信号ud；(b)传输距离为50mm时，信息接收侧提取电压u
out
及解调输出信号u
dout
；(c)传输距离为100mm时，信息接收侧提取电压u
out
及解调输出信号u
dout
。
具体实施方式
[0057]
下面将结合本发明实施例中的附图对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
[0058]
一种基于改进lcc补偿拓扑结构双谐振频点的宽范围信息传输设计方法，所述设计方法包括以下步骤：
[0059]
步骤1：对现有lcc补偿拓扑电路频率特性进行分析，搭建改进lcc补偿拓扑结构的磁通信电路；
[0060]
步骤2：基于步骤1的磁通信电路，建立改进后的磁通信电路等效电路模型；
[0061]
步骤3：基于步骤2的等效电路模型，推导信息发射回路的谐振频率f
l
，f0，fh与耦合机构参数间的关系；关系模型为：
[0062][0063]
其中，x＝l
dp2
/l
dp1
，y＝c
dp2
/c
dp1
，l
dp2
和l
dp1
为线圈自感和并联补偿电感，c
dp2
和c
dp1
为串联补偿电容和并联补偿电容；
[0064]
步骤4：分析在谐振频率f
l
，f0，fh下电路的传输特性，确定2fsk的载波频率f
l
和fh；
[0065]
步骤5：推导在低频载波f
l
下信息传输电压增益g
l
、高频载波fh下信息传输电压增益gh与发射回路串联电阻r
td
、接收回路串联电阻r
rd
、低载波频率f
l
、高载波频率fh，收发线圈间互感m间的关系；
[0066]
步骤6：基于步骤3-步骤5，确定步骤3中的x和y的设计方向：选取较大的x和较小的y，满足x≧10，0《y≤1；
[0067]
步骤7：基于步骤6的x和y，推导在低频载波f
l
下的回路等效电感高频载波fh下的回路等效电感与并联补偿电感l
dp1
、x、α和β之间的关系；
[0068]
步骤8：基于步骤7的和推导在低频载波f
l
下信息接收回路的响应时间高频载波fh下信息接收回路的响应时间与接收回路串联电阻r
rd
、回路等效电感回路等效电感间的关系；
[0069]
步骤9：基于步骤8确定x和y间的关系，关系模型为xy＝y 1；
[0070]
步骤10：基于步骤9推导在低频载波f
l
下的信息发射回路响应时间高频载波fh下的信息发射回路响应时间与发射回路串联电阻r
td
、接收回路串联电阻r
rd
、低频载波f
l
、低频载波fh，收发线圈间互感m、回路等效电感间的关系；
[0071]
步骤11：基于步骤10确定x和y间的关系，f0与m的设计方向，关系模型为：xy＝1，选取较小的f0，其中0《f0≤2mhz，其中0《m≤10μh；
[0072]
步骤12：基于步骤8和步骤10的低频载波f
l
下信息接收回路的响应时间信息发射回路响应时间和高频载波fh下信息接收回路的响应时间信息发射回路响应时间确定发射回路串联电阻r
td
和接收回路串联电阻r
rd
；步骤13：分析该磁耦合通信传输系统的传输特性，并将该传输特性与目标值进行对比，若达到目标值，则结束，若没有达到目标值，则进入步骤14；
[0073]
步骤14：调整该磁耦合通信传输系统的参数；
[0074]
步骤15：重复上述步骤3至步骤14直至信息传输特性达到目标值。
[0075]
进一步的，所述步骤2的等效电路模型包括2fsk调制信号ud、信息发射线圈电感
l
dp2
、信息接收线圈电感l
ds2
、信息发射回路并联补偿电感l
dp1
和并联补偿电容c
dp1
、信息发射回路串联补偿电容c
dp2
、信息发射回路串联电阻r
td
、信息接收回路并联补偿电感l
ds1
和并联补偿电容c
ds1
、信息接收回路串联补偿电容c
ds2
、信息接收回路串联电阻r
rd
、信息接收侧提取电压u
out
，收发线圈间的互感m、高通滤波器0、高通滤波器1、高通滤波器2、功率放大器1、功率放大器2、包络检波1、包络检波2、低通滤波1、低通滤波2，比较器1，比较器输出电阻r
11
和调制输出稳压管d3；
[0076]
所述发射回路包括信息发射线圈电感l
dp2
、信息发射回路并联补偿电感l
dp1
、信息发射回路并联补偿电容c
dp1
、信息发射回路串联补偿电容c
dp2
和信息发射回路串联电阻r
td
；
[0077]
所述接收回路包括信息接收线圈电感l
ds2
、信息接收回路并联补偿电感l
ds1
、信息接收回路并联补偿电容c
ds1
和信息发射回路串联补偿电容c
ds2
；
[0078]
所述发射回路和接收回路结构相同。
[0079]
进一步的，所述高通滤波器0包括电容c0、电阻r0和电感l0，用来滤除低频噪声干扰，如来自能量的85khz噪声；
[0080]
所述高通滤波器1包括电容c1、电阻r1和电感l1，用来滤除频率为f
l
的载波信号；
[0081]
所述高通滤波器2包括电容c2、电阻r2和电感l2，用来滤除频率为fh的载波信号；
[0082]
所述功率放大器1和功率放大器分别对高通滤波器1和高通滤波器2输出的频率为fh和f
l
的载波信号进行放大；
[0083]
所述包络检波1包括二级管d1、电容c3和电阻r7，对高通滤波器1输出的信号进行检波；
[0084]
所述包络检波2包括二级管d2、电容c4和电阻r8，对高通滤波器2输出的信号进行检波；
[0085]
所述低通滤波器1包括电阻r9和电容c5，对包络检波1输出的信号进行整形；
[0086]
所述低通滤波器2包括电阻r
10
和电容c6，对包络检波2输出的信号进行整形；
[0087]
所述比较器对低通滤波器1与低通滤波器2输出的信号实现比较运算，对信息信号进行恢复，u
dout
为解调输出信号。
[0088]
步骤3中，发射回路和接收回路结构对称，以发送侧为例，工作频率为ω时，从ud端口看进去的回路输入阻抗为
[0089][0090]
谐振时，z＝0或∞求得发射回路谐振频率为
[0091][0092]
其中，x＝l
dp2
/l
dp1
，y＝c
dp2
/c
dp1
，f0为并联谐振频点，f
l
和fh分别为低频串联谐振频点和高频串联谐振频点。
[0093]
上述步骤4中，发射回路和接收回路谐振在串联谐振点f
l
和fh时，系统具有串联谐
振频率特性，回路电流达最大。在同一互感下，接收回路具有最大的感应电压，利于信息的传输，选取串联谐振点f
l
和fh作为2fsk的载波频率。
[0094]
上述步骤5中，根据基尔霍夫电压定律，发射回路和接收回路在串联谐振频率f
l
和fh下的主回路电流i
lp2
和主回路电流i
ls2
为：
[0095][0096]
其中j＝l时，ω
l
＝2πf
l
；j＝h时ωh＝2πfh。
[0097]
高低载波频率下，信息接收侧提取电压为u
out
[0098]
ω＝ω
l
,ωhꢀꢀ
(4)
[0099]
信息传输电压增益为
[0100][0101]
为保证系统不受传输信号类型的限制，尽量保证不同频率下电路参数相同，输出电压幅值相同。由式(5)可知，输出电压幅值只与频率有关，所以应使用两个频率相近的载波信号。
[0102]
请参阅图3，上述步骤6中，高低谐振频率与x、y的关系如图3所示，其中，ω0＝2πf0。可以看出：增大x，增大y，ωh趋向于ω0；减小x，减小y，ω
l
趋向于ω0。为使ω
l
与ωh相近，应选取较大的x值和较小的y值。
[0103]
请参阅图2，上述步骤7中，根据电路品质因数的定义，改进lcc补偿拓扑电路工作频率为ω时，品质因数为
[0104]
q＝ωe
stored_max
/p
loss
ꢀꢀ
(6)
[0105]
其中，e
stored_max
为谐振电路在一个周期内的储能最大值，p
loss
为谐振电路在一个周期内的功耗。图2中改进lcc补偿拓扑电路储能最大值为
[0106][0107]
其中，i
ldp1
和i
ldp2
为电流i
ldp1
和i
ldp2
的有效值；u
cdp1
和u
cdp2
为并联补偿电容c
dp1
和串联补偿电容c
dp2
两端的电压。
[0108]
图2中改进lcc补偿拓扑电路功耗为
[0109]
p
loss
＝i
ldp22rtd
ꢀꢀ
(8)
[0110]
根据基尔霍夫电压定律可得：
[0111][0112]
联立(2)、(6)-(9)可得：
[0113][0114]
所以，低频载波f
l
下的回路等效电感高频载波fh下的回路等效电感为：
[0115][0116]
其中，z＝p时表示信息发射回路，z＝s时表示信息接收回路。
[0117]
步骤8中，根据回路响应时间定义，低频载波f
l
下信息接收回路的响应时间高频载波fh下信息接收回路的响应时间为
[0118][0119]
步骤9中,由(11)和(13)联立可得：接收回路高频fh响应时间与低频f
l
响应时间比值为：
[0120][0121]
为保证不同载波频率下，信息传输速率的一致性，另上式＝1，x和y关系模型为xy＝y 1。
[0122]
步骤10中，低频载波f
l
下接收回路反射阻抗z
l_ref
、高频载波fh下接收回路反射阻抗z
h_ref
为：
[0123][0124]
根据回路响应时间定义，低频载波f
l
下信息发射回路的响应时间高频载波fh下信息发回路的响应时间为
[0125][0126]
步骤11中，由(14)和(15)联立可得：发射回路高频fh响应时间与低频f
l
响应时间比值为：
[0127][0128]
为保证不同载波频率下，信息传输速率的一致性，结合上述步骤9的分析及另上式(16)＝1，得：x和y关系模型为xy＝1。
[0129]
另外，请参阅图4，受反射阻抗影响，发射回路响应时间不仅与x和y的取值有关，还与频率f0与m有关。由图4可得：减小f0和m，lg(th/t
l
)趋向于0。为获得相似的th与t
l
，应选用较小的f0和m。
[0130]
步骤12中，请参阅图5，两种载波频率下，发射回路响应与接收回路响应时间比值lg(t
p
/ts)表现出相同的规律。随接收回路串联电阻r
rd
的增大，发射和接收回路响应时间差值先减小再增大；由于高低频率存在差异，低频下lg(t
lp
/t
ls
)一直大于高频下lg(t
hp
/t
hs
)。可以通过调节回路阻抗，实现收发回路响应时间的一致性。
[0131]
步骤13中，所述分析磁耦合通信传输系统的传输特性包括计算系统信息传输速率和信息传输电压增益。
[0132]
其中，不同载波下信息传输电压增益由式(5)计算。系统传输速率的计算公式(17为
[0133][0134]
其中，
[0135]
步骤14中,所述调整该磁耦合通信传输系统的参数包括调整信息发射线圈和信息接收线圈的自感l
dp2
和l
ds2
，发射线圈自感l
dp2
与并联补偿电感l
dp1
的比值x，信息发射线圈串联补偿电容c
dp2
与并联补偿电容c
dp1
的比值y，并联谐振频点f0，信息发射回路串联电阻r
td
，信息接收回路串联电阻r
rd
。
[0136]
步骤15中，所述重复上述步骤3至步骤15的次数可以根据需要选择。可以理解，同时重复上述步骤3至步骤15可以实现对该磁耦合通信传输系统的优化。
[0137]
与现有lcc补偿拓扑结构相比，该方法基于改进lcc补偿拓扑结构，反射阻抗位于l
dp2
与c
dp
串联组成的主回路上，对发射回路谐振频点的影响，保证了发射回路和接收回路谐振频率设计的一致性。相比于现有2fsk调制方式，利用系统谐振频率进行信号传输，提高了信号强度。本发明采用的一种基于改进lcc补偿拓扑结构双谐振频点的宽范围信息传输设计方法保证了耦合系数变化时，不同载波频率下回路响应时间及信号强度的一致性，降低了误码率及解调电路设计难度，有效提高了系统设计和优化效率。利用以上的设计方式确定的磁通信系统参数如表1所示。传输距离为50mm和100mm时，原始信息、调制信号ud、信息接收侧提取电压u
out
及解调输出信号u
dout
波形如图6所示，可以看出，传输距离变化100％时，接收侧不同载波频率下的提取电压相同，且信息能够正确解调输出，误码率为0。进一步验证了该设计方法的有效性。
[0138]
表1设计耦合机构参数
[0139]