一种负带通滤波器与滞后校正反馈型有源阻尼系统及方法

1.本发明涉及并网逆变器控制技术领域，具体的是一种负带通滤波器与滞后校正反馈型有源阻尼系统及方法。


背景技术：

2.在实现相同滤波效果的前提下，lcl滤波器相比单l滤波器具有体积小、成本低的优势，但易发生谐振导致并网系统失稳。抑制lcl滤波器谐振常见方法可分为无源阻尼和有源阻尼两类，其中无源阻尼实现简单且不受开关频率限制，但增加了系统损耗。
3.通过反馈lcl滤波器状态量实现有源阻尼，具有实现简单、控制灵活、鲁棒性强的优点。已有方法中，滤波电容电流比例反馈有源阻尼因算法简单得到了广泛应用，但是由于电容电流脉动大，实际应用中存在难以精确采样的缺点。理论推导可知对网侧电感电压、滤波电容电压微分反馈能够取得相同的阻尼效果。但是，由于微分环节易放大高频噪声，对网侧电感电压、滤波电容电压直接进行微分反馈，将影响进网电流质量；已有方法提出利用非理想广义积分器、后向差分器 滞后校正环节、双线性变换器 陷波器、负pi控制器等方法等效微分环节，但都过于追求等效环节在全频段等效理想微分，忽略了有源阻尼的本质，导致进网电流中含有较多高次谐波。
4.考虑到对网侧电感电压、滤波电容电压微分反馈实现有源阻尼，可以解决常规滤波电容电流需要配备高精度电流传感器的缺点以及在一些应用场合可以节省传感器个数，因此如果能够找到一种等效微分环节的方法，在反馈滤波器元件的电气变量、实现有源阻尼的同时，能够较好地抑制高频噪声，提高进网电流质量，节省系统成本，将具有重要的应用价值。


技术实现要素：

5.为解决上述背景技术中提到的不足，本发明的目的在于提供一种负带通滤波器与滞后校正反馈型有源阻尼系统及方法。
6.本发明的目的可以通过以下技术方案实现：
7.一种负带通滤波器与滞后校正反馈型有源阻尼系统及方法，所述系统包括:负带通滤波器、滞后校正环节、阻尼支路反馈系数模块、第一减法器、电流控制器和第二减法器；
8.所述负带通滤波器的输入端连接有测量得到的滤波器元件电气变量，负带通滤波器的输出端连接滞后校正环节的输入端，滞后校正环节的输出端连接阻尼支路反馈系数模块的输入端，阻尼支路反馈系数模块的输出端连接第二减法器的输入端；第一减法器的输入端连接参考电流与进网电流，输出端连接电流控制器，电流控制器的输出端连接第二减法器输入端，第二减法器的输出端连接有pwm模块；
9.所述反馈型有源阻尼的方法包括如下步骤：
10.步骤一：测量得到的网侧电感电压或者滤波电容电压，经过负带通滤波器、滞后校正模块和阻尼支路反馈系数模块产生第一输出信号；
11.步骤二：进网电流与参考电流经过第一减法器得到电流偏差；
12.步骤三：电流偏差经过电流控制器产生第二输出信号；
13.步骤四：第一输出信号与第二输出信号经过第二减法器模块，产生调制波，经过pwm模块，产生驱动信号，控制逆变器进网电流。
14.进一步的，所述负带通滤波器包括两个参数，分别为带通中心频率以及品质因数，且所述负带通滤波器的传递函数为：
[0015][0016]
式中，q为负带通滤波器品质因数，ω
res
为谐振角频率。
[0017]
进一步的，所述滞后校正环节包括两个参数，分别为分度系数和时间常数，且所述滞后校正环节的传递函数为：
[0018][0019]
式中，t为时间常数，β为分度系数，且β《1。
[0020]
进一步的，滞后校正环节滞后的分度系数β可依据需要的目标角度确定；根据β以及lcl滤波器谐振频率ω
res
，可确定滞后校正环节的时间常数t；求解关于反馈系数的含有品质因数系统特征方程，绘制负带通滤波器不同品质因数关于反馈系数的根轨迹，在系统取得最优阻尼时，确定此时品质因数取值以及阻尼支路反馈系数。
[0021]
进一步的，所述电流控制器采用准pr控制器，确保系统具有较高的控制精度以及适应电网频率偏移的能力。
[0022]
进一步的，所述分度系数β由下式确定：
[0023][0024]
式中，为滞后校正环节相频特性曲线几何中心滞后的角度；
[0025]
选定谐振角频率ω
res
为为滞后校正环节相频特性曲线几何中心，时间常数t可由下式确定：
[0026][0027]
进一步的，
[0028]
所述系统加入加入负带通滤波器、滞后校正环节后，逆变电压到进网电流的传递函数为：
[0029][0030]
式中，k
ad
为阻尼支路反馈系数；
[0031]
根据逆变电压到进网电流的传递函数得出系统的特征方程：
[0032][0033]
本发明的有益效果：
[0034]
本发明在有效抑制lcl滤波器谐振的基础上，相比已有的反馈滤波器元件电气变量的有源阻尼方法，能够解决放大高次谐波、影响进网电流质量的问题；负带通滤波器与滞后校正环节在进行参数设计时，依据功能分开设计，其中滞后校正环节基于滞后的角度、lcl滤波器谐振频率可确定分度系数以及时间常数，在此基础上，根据关于反馈系数含有品质因数的系统特征方程，绘制不同品质因数关于反馈系数的根轨迹，在系统取得最优阻尼时，确定此时品质因数取值以及阻尼支路反馈系数，确保系统具有较好的动态特性、谐振抑制效果。电流控制器采用准pr控制器，确保系统具有较高的控制精度以及适应电网频率偏移的能力。
附图说明
[0035]
下面结合附图对本发明作进一步的说明。
[0036]
图1为lcl型并网逆变器功率电路以及反馈网侧电感电压控制回路连接示意图。
[0037]
图2系统取得最佳阻尼比实现最优控制示意图。
[0038]
图3为本发明抑制谐振尖峰效果示意图。
[0039]
图4为网侧电感发生变化后，系统稳定裕度变化示意图。
[0040]
图5为本发明与常规微分对比示意图。
[0041]
图6为本发明抑制谐振有效性示意图。
[0042]
图7为含有本发明时系统动态特性示意图。
[0043]
图8为常规微分实现反馈网侧电感电压方法对电网背景谐波的抑制效果。
[0044]
图9为采用本发明反馈网侧电感电压有源阻尼方法对电网背景谐波的抑制效果。
[0045]
图10为本发明与常规微分反馈网侧电感电压实现有源阻尼时，电网含有高次背景谐波时，进网电流波形对比。
[0046]
图11为本发明与常规微分反馈网侧电感电压实现有源阻尼时，电网含有高次背景谐波时，进网电流频谱对比。
[0047]
图12为本发明用于反馈滤波电容电压有源阻尼时，lcl型并网逆变器功率电路以及控制回路连接示意图。
[0048]
图13为滤波电容发生变化后，系统稳定裕度变化示意图。
[0049]
图14为本发明用于反馈滤波电容电压有源阻尼时，抑制谐振有效性示意图。
[0050]
图15为本发明用于反馈滤波电容电压有源阻尼时，系统动态特性示意图。
[0051]
图16为常规微分实现反馈滤波电容电压方法对电网高次背景谐波的抑制效果。
[0052]
图17为本发明用于反馈滤波电容电压有源阻尼时，对电网高次背景谐波的抑制效果。
[0053]
图18为本发明与常规微分反馈滤波电容电压实现有源阻尼时，电网含有高次背景谐波时，进网电流波形对比。
[0054]
图19为本发明与常规微分反馈滤波电容电压实现有源阻尼时，电网含有高次背景谐波时，进网电流频谱对比。
具体实施方式
[0055]
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完
整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。
[0056]
如图1所示，一种负带通滤波器与滞后校正反馈型有源阻尼系统及方法，所述系统包括:负带通滤波器、滞后校正环节、阻尼支路反馈系数模块、第一减法器、电流控制器和第二减法器；
[0057]
所述负带通滤波器的输入端连接有测量得到的滤波器元件电气变量，负带通滤波器的输出端连接滞后校正环节的输入端，滞后校正环节的输出端连接阻尼支路反馈系数模块的输入端，阻尼支路反馈系数模块的输出端连接第二减法器的输入端；第一减法器的输入端连接参考电流与进网电流，输出端连接电流控制器，电流控制器的输出端连接第二减法器输入端，第二减法器的输出端连接有pwm模块；
[0058]
所述负带通滤波器包括两个参数，分别为带通中心频率以及品质因数，且所述负带通滤波器的传递函数为：
[0059][0060]
式中，q为负带通滤波器品质因数，ω
res
为谐振角频率。
[0061]
带通中心设为谐振频率，可实现对谐振附近频段反馈增益大、其它频段反馈增益小的目标，满足抑制高频段噪声、不影响基波的要求；品质因数对系统动性能有直接影响，品质因数过小，负带通滤波器与滞后校正将退化为负滞后校正环节，降低进网电流质量；而品质因数过大，一方面会导致系统带宽变小，另一方面会导致谐振处会重新出现负穿越，无法实现有源阻尼。
[0062]
所述滞后校正环节包括两个参数，分别为分度系数和时间常数，且所述滞后校正环节的传递函数为：
[0063][0064]
式中，t为时间常数，β为分度系数，且β《1。
[0065]
分度系数决定滞后校正环节滞后的角度，分度系数过小，考虑负带通滤波器之前的负号，滞后校正环节将退化为一阶微分环节，影响系统对高频噪声的抑制，分度系数过大，滞后角度不够，影响系统的阻尼效果；时间常数结合分度系数确定滞后校正环节幅频特性曲线的几何中心，因此时间常数可由分度系数、lcl滤波器谐振点确定。
[0066]
滞后校正环节滞后的分度系数β可依据需要的目标角度确定；根据β以及lcl滤波器谐振频率ω
res
，可确定滞后校正环节的时间常数t；求解关于反馈系数的含有品质因数系统特征方程，绘制负带通滤波器不同品质因数关于反馈系数的根轨迹，在系统取得最优阻尼时，确定此时品质因数取值以及阻尼支路反馈系数。
[0067]
所述电流控制器采用准pr控制器。
[0068]
所述分度系数β由下式确定：
[0069][0070]
式中，为滞后校正环节相频特性曲线几何中心滞后的角度；
[0071]
选定谐振角频率ω
res
为为滞后校正环节相频特性曲线几何中心，时间常数t可由下式确定：
[0072][0073]
所述系统加入加入负带通滤波器、滞后校正环节后，逆变电压到进网电流的传递函数为：
[0074][0075]
式中，k
ad
为阻尼支路反馈系数；
[0076]
根据逆变电压到进网电流的传递函数得出系统的特征方程：
[0077][0078]
所述阻尼支路反馈系数模块，在进行参数设计时需要合理设计反馈系数取值范围，反馈系数过大，系统稳定裕度太小不满足稳定性要求；反馈系数过小，一方面导致谐振频率处的负反馈深度降低，不利于抑制谐振尖峰，另一方面系统带宽过低，不利于系统动态特性。
[0079]
对于负带通滤波器品质因数q以及阻尼支路反馈系数k
ad
，将确定的β、t代入式系统的特征方程，得到含有q关于k
ad
的系统特征方程，考虑到q过大会降低系统稳定裕度，q过小导致负带通滤波器与滞后校正环节退化为负滞后校正环节影响进网电流质量，最简单的做法是改变q值，将q由大变小变化，绘制关于k
ad
的系统根轨迹，在能取得最佳阻尼比时，确定q与k
ad
值，这样一方面能够确保系统取得较好阻尼效果，另一方面可以最大程度发挥负带通滤波器对高频谐波的抑制能力。图2给出按照上述方法，确定q以及k
ad
值时系统根轨迹，可以看出随着q减小，能够得到最优反馈系数k
ad
，确保系统取得最优阻尼。
[0080]
实施例1
[0081]
所述反馈型有源阻尼的方法包括如下步骤：
[0082]
步骤一：测量得到的网侧电感电压，经过负带通滤波器、滞后校正模块和阻尼支路反馈系数模块产生第一输出信号；
[0083]
步骤二：进网电流与参考电流经过第一减法器得到电流偏差；
[0084]
步骤三：电流偏差经过电流控制器产生第二输出信号；
[0085]
步骤四：第一输出信号与第二输出信号经过第二减法器模块，产生调制波，经过pwm模块，产生驱动信号，控制逆变器进网电流。
[0086]
图3给出有无负带通滤波器与滞后校正环节阻尼支路时，逆变电压到进网电流传递函数的幅频特性曲线，可以看出本发明很好地抑制了谐振尖峰。
[0087]
实际运行时，受寄生参数、环境温度、工作条件等影响，lcl滤波器参数会发生较大变化，图4给出了网侧电感从60％变化到150％时系统伯德图，可以看出系统依然能够维持较理想的幅值和相位稳定裕度，说明本发明所提方法具有较好的鲁棒性。
[0088]
图5给出按照上述方法设计参数后，负带通滤波器与滞后校正环节与微分环节幅
频特性对比，可以看出本发明对高次谐波具有较好的抑制能力；
[0089]
图6为本发明有效性验证，以负带通滤波器 滞后校正环节反馈网侧电感电压为例，可以看出，本发明投切后，电流谐振被有效抑制。
[0090]
图7为系统含有本发明时动态特性验证，可以看出，采用本发明设计方法，系统具有较好的动态特性。
[0091]
图8-9为本发明与常规微分反馈网侧电感电压实现有源阻尼时，对电网低次背景谐波抑制能力对比。其中图8为采用常规微分对应的进网电流波形，图9为本发明提出的有源阻尼方法对应的进网电流波形。从图8-9可以看出，采用本发明实现有源阻尼时，进网电流质量更优，说明本发明对电网背景谐波具有较好的抑制能力。
[0092]
图10-11为本发明与常规微分反馈网侧电感电压实现有源阻尼时，对电网高次背景谐波抑制能力对比。为实现该对比，向电网中注入31和33次背景谐波，含量为基波的6％。其中，图10(a)为采用常规微分对应的进网电流波形，图10(b)为本发明提出的有源阻尼方法对应的进网电流波形。图11(a)采用常规微分对应进网电流的频谱，图11(b)为采用本发明提出的方法对应进网电流的频谱。从图10-11可以看出，采用本发明时，进网电流含有的高次谐波分量更小，说明本发明能够有效地抑制高频谐波分量。
[0093]
实施例2
[0094]
本发明同样能够等效微分环节反馈滤波电容电压实现有源阻尼，具体为：
[0095]
步骤一：测量得到的滤波电容电压，经过负带通滤波器、滞后校正模块和阻尼支路反馈系数模块产生第一输出信号；
[0096]
步骤二：进网电流与参考电流经过第一减法器得到电流偏差；
[0097]
步骤三：电流偏差经过电流控制器产生第二输出信号；
[0098]
步骤四：第一输出信号与第二输出信号经过第二减法器模块，产生调制波，经过pwm模块，产生驱动信号，控制逆变器进网电流。
[0099]
结合图12，给出负带通滤波器 滞后校正环节反馈电容电压有源阻尼设计实例。本发明应用于电容电压微分反馈有源阻尼，系统传递函数与网侧电感电压反馈有源阻尼相同，因此采用本发明对滤波电容电压微分反馈，参数设计结果与实施例1相同，阻尼效果同样如图3所示。
[0100]
图13为滤波电容从60％变化到150％时系统伯德图，可以看出系统依然能够维持较理想的幅值和相位稳定裕度，说明本发明所提方法具有较好的鲁棒性。
[0101]
图14为本发明反馈滤波电容电压有源阻尼有效性验证，本发明投切后，电流谐振被有效抑制。
[0102]
图15为系统含有本发明时动态特性验证，可以看出，采用本发明设计方法，系统具有较好的动态特性。
[0103]
图16-17为本发明与常规微分反馈电容电压实现有源阻尼时，对电网背景谐波抑制能力对比。其中图16为采用常规微分对应的进网电流波形，图17为本发明提出的有源阻尼方法对应的进网电流波形。可以看出，采用本发明反馈滤波电容电压，同样能够对电网背景谐波具有较好的抑制能力。
[0104]
图18-19为本发明与常规微分反馈滤波电容电压实现有源阻尼时，对电网高次背景谐波抑制能力对比。为实现该对比，向电网中注入31和33次背景谐波，含量为基波的6％。
其中，图18(a)为采用常规微分对应的进网电流波形，图18(b)为本发明提出的有源阻尼方法对应的进网电流波形。图19(a)采用常规微分对应进网电流的频谱，图19(b)为采用本发明提出的方法对应进网电流的频谱。从图18-19可以看出，采用本发明时，进网电流含有的高次谐波分量更小，说明本发明能够有效地抑制高频谐波分量。
[0105]
以上显示和描述了本发明的基本原理、主要特征和本发明的优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。