逆变电路、开关管的驱动方法及逆变器与流程

1.本技术涉及逆变器技术领域，特别是涉及一种逆变电路、开关管的驱动方法及逆变器。


背景技术：

2.为了减小光伏逆变器对地漏电流，目前三相逆变器大多将滤波电容中点连接到直流母线中点，为共模电流提供低阻抗路径。这样，大多数共模电流经过中线回流到直流母线中点，逆变器对地漏电流大大减小。
3.然而，逆变器内部共模电流回路容易形成lc谐振，增大开关管电流应力，影响逆变电感电流波形质量。因此，需要对共模电流进行抑制。目前，通常采用纯软件的方式实现对共模电流进行抑制。
4.然而，对于纯软件的方式而言，只适用于逆变器的谐振角频率较低时的应用场景。而当逆变器的谐振角频率较高时，对共模电流的抑制效果较差。


技术实现要素：

5.本技术旨在提供一种逆变电路、开关管的驱动方法及逆变器，能够提升对共模电流抑制的效果。
6.为实现上述目的，第一方面，本技术提供一种逆变电路，包括：控制器，所述控制器用于输出脉宽调制信号；第一母线电容，所述第一母线电容设置于所述逆变电路中的直流母线上；k路逆变支路，所述逆变支路分别与所述控制器、直流电源及所述逆变电路中的直流母线连接，所述逆变支路用于响应于所述脉宽调制信号而将所述直流电源转换为交流电源，并对所述交流电源进行滤波后输出电网电压，其中，所述逆变支路包括用于滤波的容性模块，k为≥2的整数；感性支路，所述感性支路连接于所述容性模块及所述直流母线之间，所述感性支路用于减小所述逆变电路的谐振角频率。
7.在一种可选的方式中，所述逆变支路还包括：电压转换模块，所述电压转换模块的第一端与所述直流电源连接于所述直流母线的第一端，所述电压转换模块的第二端与所述直流电源连接于所述直流母线的第二端，所述电压转换模块的第三端与所述控制器连接，所述电压转换模块用于响应于所述脉宽调制信号而将所述直流电源转换为交流电源；第一感性模块与第二感性模块，所述第一感性模块的第一端与所述第二感性模块的第一端及所述容性模块的第一端连接，所述容性模块的第二端与所述感性支路的第一端连接，所述第一感性模块的第二端与所述电压转换模块的第四端连接，所述第二感性模块的第二端用于输出所述电网电压；所述容性模块、所述第一感性模块与所述第二感性模块组成lcl滤波器，以对所述
交流电源进行滤波后输出所述电网电压。
8.在一种可选的方式中，所述电压转换模块包括第一开关与第二开关；所述第一开关的第一端与所述第二开关的第一端均与所述控制器连接，所述第一开关的第二端与所述第二开关的第三端连接，所述第一开关的第三端与所述直流电源连接于所述直流母线的第一端，所述第二开关的第二端与所述直流电源连接于所述直流母线的第二端；其中，所述第一开关的第三端为所述电压转换模块的第一端，所述第二开关的第二端为所述电压转换模块的第二端，所述第一开关的第二端为所述电压转换模块的第四端。
9.在一种可选的方式中，所述电压转换模块还包括第三开关与第四开关；所述第三开关的第一端与所述第四开关的第一端均与所述控制器连接，所述第三开关的第三端与所述直流母线的第三端连接，所述第三开关的第二端与所述第四开关的第二端连接，所述第四开关的第三端与所述第一开关的第二端连接。
10.在一种可选的方式中，所述第一感性模块包括第一电感；所述第一电感的第一端与所述电压转换模块的第四端连接，所述第一电感的第二端分别与所述容性模块的第一端及所述第二感性模块的第一端连接；其中，所述第一电感的第二端为所述第一感性模块的第一端，所述第一电感的第一端为所述第一感性模块的第二端。
11.在一种可选的方式中，所述第二感性模块包括第二电感；所述第二电感的第一端分别与所述容性模块的第一端及所述第一感性模块的第一端连接，所述第二电感的第二端用于输出所述电网电压；其中，所述第二电感的第一端为所述第二感性模块的第一端，所述第二电感的第二端为所述第二感性模块的第二端。
12.在一种可选的方式中，所述容性模块包括第一电容；所述第一电容的第一端分别与所述第一感性模块的第一端及所述第二感性模块的第一端连接，所述第一电容的第二端与所述感性支路的第一端连接；其中，所述第一电容的第一端为所述容性模块的第一端，所述第一电容的第二端为所述容性模块的第二端。
13.在一种可选的方式中，所述感性支路包括第三电感；所述第三电感的第一端与所述容性模块的第二端连接，所述第三电感的第二端与所述直流母线连接；其中，所述第三电感的第一端为所述感性支路的第一端，所述第三电感的第二端为所述感性支路的第二端。
14.在一种可选的方式中，所述逆变电路还包括设置于所述直流母线上的第二母线电容；所述第一母线电容的第一端与所述直流母线的第一端连接，所述第一母线电容的第二端及所述第二母线电容的第一端均与所述直流母线的第三端连接，所述第二母线电容的第二端与所述直流母线的第二端连接。
15.第二方面，本技术提供一种开关管的驱动方法，应用于如上所述的逆变电路，所述
方法包括：获取所述逆变电路中每一路逆变支路的电流，并根据各电流的平均值确定所述逆变电路的共模电流；通过以下公式确定所述逆变电路的共模电压抑制分量：uc(t)=-r0i
cm
(t)其中，uc(t)为所述共模电压抑制分量，r0为虚拟电阻的电阻值， i
cm
(t)为所述共模电流，t为时间；根据所述共模电压抑制分量驱动所述开关管在一种可选的方式中，在所述获取所述逆变电路中每一路逆变支路的电流，并根据各电流的平均值确定所述逆变电路的共模电流之前，所述方法还包括：根据所述逆变电路中逆变支路的电子元件的特征值计算第一谐振角频率；根据所述第一谐振角频率，计算第一阻抗角；若所述第一阻抗角小于第一预设阈值，则将所述逆变电路中的感性支路短路。
16.在一种可选的方式中，所述方法还包括：若所述第一阻抗角大于或等于所述第一预设阈值，则根据第二预设阈值计算第二谐振角频率，并根据所述第二谐振角频率确定所述感性支路的电感值；其中，所述第二预设阈值小于所述第一预设阈值。
17.第三方面，本技术提供一种逆变电路，包括：至少一个开关管；控制器，所述控制器与所述开关管连接，所述控制器用于输出脉宽调制信号驱动所述开关管，所述控制器包括：至少一个处理器以及与所述至少一个处理器通信连接的存储器，所述存储器存储有可被所述至少一个处理器执行的指令，所述指令被所述至少一个处理器执行，以使所述至少一个处理器能够执行如上所述的方法。
18.第四方面，本技术提供一种逆变器，包括如上所述的逆变电路。
19.第五方面，本技术提供一种非易失性计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质存储有计算机可执行指令，当所述计算机可执行指令被处理器执行时，使所述处理器执行如上所述的方法。
20.本技术的有益效果是：本技术提供的逆变电路包括控制器、第一母线电容、k路逆变支路与感性支路。其中，第一母线电容设置于逆变电路中的直流母线上，k路逆变支路中的任一逆变支路分别与控制器、直流电源及逆变电路中的直流母线连接，感性支路连接于容性模块及直流母线之间，其中，逆变支路包括用于滤波的容性模块，k为≥2的整数。控制器用于输出脉宽调制信号，逆变支路用于响应于脉宽调制信号而将直流电源转换为交流电源，并对交流电源进行滤波，通过上述方式即实现了逆变功能。并且，即使逆变电路当前的谐振角频率较高，通过增加感性支路，就能够减小逆变电路的谐振角频率，从而能够有效地提升对共模电流的抑制效果。
附图说明
21.一个或多个实施例通过与之对应的附图中的图片进行示例性说明，这些示例性说
明并不构成对实施例的限定，附图中具有相同参考数字标号的元件表示为类似的元件，除非有特别申明，附图中的图不构成比例限制。
22.图1为本技术实施例提供的逆变电路的结构示意图；图2为本技术另一实施例提供的逆变电路的结构示意图；图3为本技术又一实施例提供的逆变电路的结构示意图；图4为本技术实施例提供的逆变电路的电路结构示意图；图5为本技术另一实施例提供的逆变电路的电路结构示意图；图6为本技术又一实施例提供的逆变电路的电路结构示意图；图7为本技术又一实施例提供的逆变电路的电路结构示意图；图8为本技术又一实施例提供的逆变电路的电路结构示意图；图9为本技术又一实施例提供的逆变电路的电路结构示意图；图10为本技术又一实施例提供的逆变电路的电路结构示意图；图11为本技术实施例提供的开关管的驱动方法的流程图；图12为本技术实施例提供的在执行图11中示出的步骤1101之前所执行的方法的流程图；图13为本技术实施例提供的流过感性支路的电流的示意图；图14为本技术实施例提供的确定虚拟电阻的电阻值的方法的流程图；图15为本技术实施例提供的共模回路等效模型的示意图；图16为本技术实施例提供的流过第一电感的电流的示意图；图17为本技术另一实施例提供的流过第一电感的电流的示意图；图18为本技术另一实施例提供的开关管的驱动方法的流程图；图19为本技术实施例提供的开关管的驱动装置的结构示意图；图20为本技术另一实施例提供的开关管的驱动装置的结构示意图；图21为本技术实施例提供的控制器的结构示意图。
具体实施方式
23.为使本技术实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本技术实施例中的附图，对本技术实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本技术一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本技术中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本技术保护的范围。
24.请参照图1，图1为本技术实施例提供的逆变电路的结构示意图。如图1所示，该逆变电路包括控制器10、感性支路20、直流母线30、k路逆变支路与第一母线电容c1，k为≥2的整数。
25.其中，控制器10用于输出脉宽调制信号。
26.第一母线电容c1设置于直流母线30上，且第一母线电容c1的第一端与直流母线30的第一端(即连接点p)连接，第一母线电容c1的第二端与直流母线30的第二端(即连接点n)连接。
27.k路逆变支路包括第一逆变支路a1、第二逆变支路a2
…
第k逆变支路ak。第一逆变支路a1、第二逆变支路a2
…
第k逆变支路ak中的任一逆变支路分别与控制器10、直流电源
200及直流母线30连接。第一逆变支路a1、第二逆变支路a2
…
第k逆变支路ak中的任一逆变支路均包括用于滤波的容性模块，即第一逆变支路a1包括容性模块a11，第二逆变支路a2包括容性模块a21
…
第k逆变支路ak包括容性模块ak1，每个容性模块的阻抗特性为容性，即每个容性模块为符合电流超前电压特性的模块。具体地，各逆变支路(包括第一逆变支路a1、第二逆变支路a2
…
第k逆变支路ak)均受控于控制器10，且各逆变支路能够响应于控制器10输出的脉宽调制信号而将直流电源200转换为交流电源，并对交流电源进行滤波后输出电网电压。
28.感性支路20连接于各容性模块(包括第一逆变支路a1的容性模块a11、第二逆变支路a2的容性模块a21
…
第k逆变支路ak的容性模块ak1)与直流母线30之间，即感性支路20的第一端与每一个容性模块连接，感性支路20的第二端连接至直流母线30的第一端。感性支路20的阻抗特性为感性，即感性支路20为符合电压超前电流特性的支路。其中，感性支路20能够减小该逆变电路100的谐振角频率。
29.可理解，在该实施例中，示例性示出了直流母线30的一种结构，而在其他的实施例中，直流母线30可以为其他结构，本技术实施例对此不作具体限制，只需满足感性支路20的第二端连接在直流母线上即可。例如，在一实施方式中，将直流电源200与连接点p之间也设置为直流母线，以及将直流电源200与连接点n之间也设置为直流母线，在该种情况下，感性支路20的第二端也可以连接在直流电源200与连接点p之间，或连接在直流电源200与连接点n之间。
30.同时，在该实施例中，以感性支路20的第二端连接至直流母线30的第一端为例，而在其他的实施例中，感性支路20的第二端也能够连接于直流母线30的其他位置，例如如图2所示，感性支路20的第二端与直流母线30的第二端连接。
31.在相关技术中，为了对共模电流进行抑制，通常采样纯软件的方式实现，例如，采用比例、积分、微分等方式。然而，对于纯软件的方式而言，只适用于逆变器的谐振角频率较低时的应用场景。而当逆变器的谐振角频率较高时，对于比例的方式而言，对提升系统阻尼的作用较小；对于积分的方式而言，则用于实现积分的控制器容易饱和；对于微分的方式而言，则容易引入高频干扰。这些因素一方面会导致对共模电流的抑制效果较差，另一方面也对控制系统的采样精度提出了较高的要求，在实际应用中难以实现。
32.而在本技术的实施例中，在逆变电路的谐振角频率较高的应用场景中，通过增加感性支路20，就能够减小逆变电路100整体的谐振角频率，从而能够有效地提升对共模电流的抑制效果。则不仅能够适用于逆变电路的谐振角频率较低的应用场景，也能够适用于逆变电路的谐振角频率较高的应用场景，适用性与实用性较强。并且，在增加感性支路20的前提下，再采用软件进行控制，也有助于提升通过软件方式抑制共模电流的效果，也更加易于实现。
33.在一实施例中，请结合图2参照图3，图3中示例性示出了第一逆变支路a1的一种结构。而对于其他路的逆变支路，例如第二逆变支路a2
…
第k逆变支路ak，这些逆变支路的具体实现方式与第一逆变支路a1类似，具体可参照以下对图2中的第一逆变支路a1的详细描述。
34.如图3所示，第一逆变支路a1还包括电压转换模块a12、第一感性模块a13与第二感性模块a14。其中，电压转换模块a12的第一端与直流电源200连接于直流母线的第一端(即
连接点p)，电压转换模块a12的第二端与直流电源200连接于直流母线的第二端(即连接点n)，电压转换模块a13的第三端与控制器10连接。电压转换模块a12用于响应于控制器10输出的脉宽调制信号而将直流电源转换为交流电源。
35.第一感性模块a13的第一端与第二感性模块a14的第一端及容性模块a11的第一端连接，容性模块a11的第二端与感性支路20的第一端连接，第一感性模块a13的第二端与电压转换模块a12的第四端连接，第二感性模块a14的第二端用于输出电网电压。其中，容性模块a11、第一感性模块a13与第二感性模块a14组成lcl滤波器，以对交流电源进行滤波后输出电网电压。lcl滤波器利用了电感与电容对不同频率分量所呈现阻抗的差异性的特点，能够有效降低注入电网的交流电源中的谐波分量。
36.在一实施例中，请参照图4，图4为本技术实施例提供的逆变电路的电路结构示意图。其中，在该实施例中，以逆变电路100包括两路逆变支路，分别为第一逆变支路a1与第二逆变支路a2为例，此时k=2。如前所述，对于逆变电路100包括更多路逆变支路的情况，其他路逆变支路的具体实现方式与第一逆变支路a1或第二逆变支路a2类似，这里不再赘述。此外，直流电源200以pv(photo voltaic,光伏)太阳能板上的直流电源为例。
37.如图4所示，电压转换模块a12包括第一开关q
11
与第二开关q
12
。其中，第一开关q
11
的第一端与第二开关q
12
的第一端均与控制器连接，第一开关q
11
的第二端与第二开关q
12
的第三端连接，第一开关q
11
的第三端与直流电源200连接于直流母线30的第一端(即连接点p)，第二开关q
12
的第二端与直流电源200连接于直流母线30的第二端(即连接点n)。 其中，第一开关q
11
的第三端为电压转换模块a12的第一端，第二开关q
12
的第二端为电压转换模块a12的第二端，第一开关q
11
的第二端为电压转换模块a12的第四端。
38.在该实施例中，第一开关q
11
、第二开关q
12
均受控于控制器10输出的脉宽调制信号，以将直流电源200转换为交流电源。
39.需要说明的是，在本技术的实施例中，以各个开关均为igbt开关管为例，例如图4中第一开关q
11
、第二开关q
12
均为igbt开关管。以第一开关q
11
为例，igbt开关管的栅极为第一开关q
11
的第一端，igbt开关管的发射极为第一开关q
11
的第二端，igbt开关管的集电极为第一开关q
11
的第三端。其他开关的各端的配置方式与第一开关q
11
相同，这里不再赘述。
40.除此之外，在其他实施例中，各个开关可以是任何可控开关，比如，集成门极换流晶闸管（igct）器件、门极关断晶闸管（gto）器件、可控硅整流器（scr）器件等。
41.在一实施例中，第一感性模块a13包括第一电感l
11
。其中，第一电感l
11
的第一端与电压转换模块a12的第四端连接，第一电感l
11
的第二端分别与容性模块a11的第一端及第二感性模块a14的第一端连接。其中，第一电感l
11
的第二端为第一感性模块a13的第一端，第一电感l
11
的第一端为第一感性模块a13的第二端。
42.在一实施例中，第二感性模块a14包括第二电感l
g1
。第二电感l
g1
的第一端分别与容性模块a11的第一端及第一感性模块a13的第一端连接，第二电感l
g1
的第二端用于输出电压电压ea。其中，第二电感l
g1
的第一端为第二感性模块a14的第一端，第二电感l
g1
的第二端为第二感性模块a14的第二端。
43.在一实施例中，容性模块a11包括第一电容c
f1
。其中，第一电容c
f1
的第一端分别与第一感性模块a13的第一端及第二感性模块a14的第一端连接，第一电容c
f1
的第二端与感性支路20的第一端连接。其中，第一电容c
f1
的第一端为容性模块a11的第一端，第一电容c
f1
的
第二端为容性模块a11的第二端。
44.同样地，在第二逆变支路a2中，电压转换模块a22包括第一开关q
21
、第二开关q
22
、第三开关q
23
与第四开关q
24
。第一感性模块a13包括第一电感l
12
。第二感性模块a24包括第二电感l
g2
。容性模块a21包括第一电容c
f2
。具体的电路连接关系与第一逆变支路a1类似，这里不再赘述。
45.图4中还示例性示出了感性支路20的一种结构，如图4所示，感性支路20包括第三电感l3。
46.其中，第三电感l3的第一端与容性模块a11的第二端及容性模块a21的第二端连接，第三电感l3的第二端与直流母线30连接（图4示出了第三电感l3的第二端与负直流母线相连的情况，负直流母线指第一母线电容c1第二端与连接点n之间的部分；可以理解的，第三电感l3的第二端也可以换至与正直流母线相连，正直流母线指第一母线电容c1第一端与连接点p之间的部分）。其中，第三电感l3的第一端为感性支路20的第一端，第三电感l3的第二端为感性支路20的第二端。
47.在该实施例中，在增加第三电感l3之前，该逆变电路100的谐振角频率可以表示为，其中,l为不包括第三电感l3时，该逆变电路100的总电感，cf为该逆变电路100的总电容。而在增加第三电感l3之后，该逆变电路100的谐振角频率可以表示为。因此，ω1＜ω0，则通过增加第三电感l3，能够减小逆变电路100的谐振角频率，有利于更有效地抑制共模电流。
48.在一实施例中，如图5所示，逆变电路100还包括设置于直流母线30上的第二母线电容c2。其中，第一母线电容c1的第一端与直流母线30的第一端(即连接点p)连接，第一母线电容c1的第二端及第二母线电容c2的第一端均与直流母线30的第三端(即连接点o)连接，第二母线电容c2的第二端与直流母线30的第二端(即连接点n)连接。第一母线电容c1与第二母线电容c2用于对进行储能，且能够减小直流电源200出现的尖峰，以保持直流电源200为稳定的电源。
49.在一实施例中，如图6所示，电压转换模块a12还包括第三开关q
13
与第四开关q
14
。其中，第三开关q
13
的第一端与第四开关q
14
的第一端均与控制器10连接，第三开关q
13
的第三端与直流母线30的第三端(即连接点o)连接，第三开关q
13
的第二端与第四开关q
14
的第二端连接，第四开关q
14
的第三端与第一开关q
11
的第二端连接。
50.在该实施例中，第一开关q
11
、第二开关q
12
、第三开关q
13
与第四开关q
14
均受控于控制器10输出的脉宽调制信号，以将直流电源200转换为交流电源。
51.需要说明的是，如图4-图6所示的逆变电路100的硬件结构仅是一个示例，并且，逆变电路100可以具有比图中所示出的更多的或者更少的部件，可以组合两个或更多的部件，或者可以具有不同的部件配置，图中所示出的各种部件可以在包括一个或多个信号处理和/或专用集成电路在内的硬件、软件、或硬件和软件的组合中实现。
52.例如，图4-图6所示的实施例均为单相的逆变电路，在另一实施方式中，可在图4、图5或图6所示的电路结构中再增加一路逆变支路，则为三相的逆变电路。以在图6所示的电路结构增加第三逆变电路a3为例，如图7所示，在逆变支路a3中，电压转换模块a32包括第一
开关q
31
、第二开关q
32
、第三开关q
33
与第四开关q
34
。第一感性模块a33包括第一电感l
13
。第二感性模块a34包括第二电感l
g3
。容性模块a31包括第一电容c
f3
。具体的电路连接关系与第一逆变支路a1类似，这里不再赘述。
53.又如，图7所示的三相逆变电路为t型逆变电路，而在其他的实施例中，还可以采用i型逆变电路等其他类型的逆变电路，只需保持感性支路连接于容性模块与母线电容之间即可。
54.同时，在图7所示的实施例中，第三电感l3的第二端连接于第二母线电容c2的第一端与连接点o之间的直流母线。而在其他的实施例中，第三电感l3的第二端也可以连接于直流母线的其他位置，如图8所示，第三电感l3的第二端连接于第二母线电容c2的第二端与连接点n之间的直流母线，实质上也为第三电感l3的第二端与直流母线的第二端(即连接点n)连接；或如图9所示，第三电感l3的第二端连接于第一母线电容c1的第二端与连接点o之间的直流母线，实质上也为第三电感l3的第二端与直流母线的第三端(即连接点o)连接；或如图10所示，第三电感l3的第二端连接于第一母线电容c1的第一端与连接点p之间的直流母线，实质上也为第三电感l3的第二端与直流母线的第一端(即连接点p)连接。当然，第三电感l3的第二端也可以连接于直流母线的其他位置，本技术实施例对此不作具体限制。
55.图11为本技术实施例提供的开关管的驱动方法的流程图，该驱动方法应用于本技术任一实施例中的逆变电路100，这里，逆变电路100的结构可以参考上述针对图1至图10的具体描述，这里不再赘述。该开关管的驱动方法包括：步骤1101：获取逆变电路中每一路逆变支路的电流，并根据各电流的平均值确定所述逆变电路的共模电流。
56.以图7所示的电路结构为例，逆变电路中每一路逆变支路的电流分别为第一逆变支路a1的电流i
la
、第二逆变支路a2的电流i
lb
与第三逆变支路a3的电流i
lc
，则该逆变电路的共模电流i
cm
为i
cm
＝(i
la
＋i
lb
＋i
lc
)/3。而若以图6所示的电路结构为例，逆变电路中每一路逆变支路的电流分别为第一逆变支路a1的电流i
la
、第二逆变支路a2的电流i
lb
，则该逆变电路的共模电流i
cm
为i
cm
＝(i
la
＋i
lb
)/2。
57.在一实施方式中，在执行步骤1101之前，还能够先确定是否需要使用到第三电感l3，以及确定第三电感l3的较为合适电感值，以更有效地抑制共模电流。
58.具体地，如图12所示，该开关管的驱动方法还包括以下步骤：1201：根据逆变电路中逆变支路的电子元件的特征值计算第一谐振角频率。
59.1202：根据第一谐振角频率，计算第一阻抗角。
60.1203：若第一阻抗角小于第一预设阈值，则将逆变电路中的感性支路短路。
61.其中，第一谐振角频率指的是各逆变支路的谐振角频率，即第一谐振角频率与感性支路无关。
62.以图7所示的电路结构为例，第一谐振角频率为该逆变电路100中除去第三电感l3的谐振角频率，可表示为，其中，l为不包括第三电感l3时，该逆变电路100的总电感，cf为该逆变电路100的总电容。
63.接着，在一实施方式中，再将第一谐振角频率ω0代入公式θ=αωts可获得第一阻抗角。若计算所得的第一阻抗角小于第一预设阈值，可确定当前的阻抗角已经处于较小的水
平，即使直接采用虚拟电阻对共模电流进行抑制，也能够达到较佳的抑制效果。从而，在该种情况下，可将逆变电路中的感性支路短路，以简化控制方法。在一些实施方式中，可设置与感性支路并联连接的开关支路，以通过控制开关支路导通的方式使感性支路短路。
64.在另一些实施方式中，在确定第一阻抗角小于第一预设阈值之后，也可以采用显示器进行显示等方式提醒用户，继而用户在搭建该逆变电路100时可直接将各第一电容(如第一逆变支路a1中的第一电容c
f1
)的第二端连接至母线电压，从而可减少第三电感l3，有利于降低成本。
65.之后，在保持感性支路未接入该逆变电路的前提下，开始执行步骤1101，即执行该开关管的驱动方法。
66.反之，在一实施例中，若第一阻抗角不小于第一预设阈值，则还能够进一步确定第三电感l3电感值。具体地，请继续参照图12，该开关管的驱动方法还包括以下步骤：步骤1204：若第一阻抗角大于或等于第一预设阈值，将感性支路接入逆变电路。
67.步骤1205：根据第二预设阈值计算第二谐振角频率。
68.步骤1206：根据第二谐振角频率确定电感支路的电感值。
69.第一阻抗角大于或等于第一预设阈值，可对应当前的阻抗角处于较大的水平，此时若直接采用虚拟电阻对共模电流进行抑制，抑制效果较差。在该种情况下，需保持将感性支路接入逆变电路中，以达到减小阻抗角的目的。同时，还可根据实际需求设置第二预设阈值，第二预设阈值可对应减小后的阻抗角，例如，所计算获得的第一阻抗角为60
°
，则可将第二预设阈值设置为小于60
°
，比如50
°
。再根据第二预设阈值作为新的阻抗角代入公式θ=αωts，以获得第二谐振角频率。
70.此外，在逆变电路包括感性支路时，逆变电路100的谐振角频率可以表示为，将第二谐振角频率代入该公式中的ωr，在l、cf均为已知时，可反推出感性支路的电感值l0的大小，有助于根据不同的应用场景设置对应的感性支路，既能够防止感性支路的电感值设置过大而导致体积增大及费用增加，也能够防止感性支路的电感值设置过小而导致抑制共模电流的效果差。换言之，通过设置合适的感性支路，有利于减小感性支路的体积以减小逆变电路的体积，以及减少感性支路的成本，并且具有较佳的抑制共模电流的效果。
71.例如，在一实施方式中，请参照图13，图13为在实际应用中所检测到的流经感性支路的电流。如图13所示，流经串入的感性支路的电流峰值不超过15a，有效值不超过10a，而流经各第一电感(如第一逆变支路a1中的第一电感l
11
)的电流通常在100a左右，流经感性支路的电流远小于流经各第一电感的电流，因此，相对于增加各第一电感的电感值的方案，本技术所提供的增加感性支路的方案，感性支路的体积和成本都有优势，即本技术所提供的方案能够使逆变电路的体积更小，成本更低。
72.在此之后，在保持感性支路接入该逆变电路的前提下，可开始执行步骤1101，即执行该开关管的驱动方法。
73.步骤1102：通过以下公式确定所述逆变电路的共模电压抑制分量：uc(t)=-r0i
cm
(t)。
74.其中，uc(t)为共模电压抑制分量，r0为虚拟电阻的电阻值，i
cm
为共模电流，t为时
间。r0为通过软件所虚拟设置的虚拟电阻的电阻值，即该虚拟电阻并非实际的电子元件，则r0不会对逆变电路中的功率造成损耗。从而，可实现通过共模电压抑制分量抑制共模电流的同时，使逆变电路保持原来的工作效率不变。
75.由于逆变电路中的各电流可通过检测直接获得，则共模电流也为可直接获得的参数，而对于步骤1102中的公式而言，要想共模电压抑制分量，则还需确定虚拟电阻的电阻值r0的大小。
76.在一实施例中，为了确定虚拟电阻的电阻值r0的参数，如图14所示，该开关管的驱动方法还包括以下步骤：步骤1401：获取逆变电路的共模电压。
77.在一实施例中，可通过共模电流确定共模电压，仍以图7所示的电路结构为例。
78.由基尔霍夫定律可得：（1）其中，l0为第三电感(如第三电感l3)的电感值，l为第一电感(如第一逆变支路a1中的第一电感l
11
)的电感值，r1为开关器件(如第一开关q1)损耗与电感(如第一逆变支路a1中的第一电感l
11
、第一逆变支路a1中的第二电感l
g1
)损耗的等效电阻，r
esr
为第一电容(如第一逆变支路a1中的第一电容c
f1
)寄生电阻，cf为第一电容(如第一逆变支路a1中的第一电容c
f1
)的电容值，i
la
、i
lb
与i
lc
分别为流过第一逆变支路a1中的第一电感l
11
、第二逆变支路a2中的第一电感l
12
与第三逆变支路a3中的第一电感l
13
的电流值，i
ca
、i
cb
与i
cc
分别为流过第一逆变支路a1中的第一电容c
f1
、第二逆变支路a2中的第一电容c
f2
与第三逆变支路a3中的第一电容c
f3
的电流值，u
ao
为a点与o点之间的电压，u
bo
为b点与o点之间的电压，u
co
为c点与o点之间的电压。
79.将公式(1)中的三个等式相加，并将所有的电压电流信号分解为差模分量与共模分量。其中，根据电流信号中的差模分量为0，可得：（2）其中，i
ladm
表示i
la
的差模分量，i
lbdm
表示i
lb
的差模分量，i
lcdm
表示i
lc
的差模分量，i
cadm
表示i
ca
的差模分量，i
cbdm
表示i
cb
的差模分量，i
ccdm
表示i
cc
的差模分量，i
gadm
表示i
ga
的差模分量，i
gbdm
表示i
gb
的差模分量，i
gcdm
表示i
gc
的差模分量。
80.将公式(1)中的三个等式相加后化去差模分量，可得：3(l(di
lcm
/dt)＋r1i
lcm
＋(1/cf)∫i
ccm
dt＋r
esriccm
＋3l0(di
ccm
/dt))＝3u
cm
（3）其中，i
lcm
表示i
la
、i
lb
或i
lc
的差模分量，i
ccm
表示i
ca
、i
cb
或i
cc
的差模分量。可理解，若采用图6所示的电路结构，则对于公式(1)而言，只需选取公式(1)前两个等式即可；对于公式(2)而言，需将i
gadm
、i
gbdm
、i
gcdm
部分删除；对于(3)而言，则将3修改为2(在以下实施例中
也对应修改，例如公式(4)、(5)、(8)、(9)、(10)、(11)、(13)中的3也对应修改为2)，并且i
lcm
表示i
la
或i
lb
的差模分量，i
ccm
表示i
ca
或i
cb
的差模分量。
81.令r＝r1＋r
esr
表示逆变电路的回路总电阻，且由于第一电容(如第一逆变支路a1中的第一电容c
f1
)远大于逆变电路中的y电容和电池板寄生电容，可以近似认为i
lcm
=i
ccm
，则可将i
lcm
与i
ccm
统一记为i
cm
，从而，公式(3)可简化为：u
cm
＝(l＋3l0)(di
cm
/dt)＋(1/cf)∫i
cm
dt＋ri
cm
（4）其中，i
cm
表示逆变电路的共模电流，u
cm
表示逆变电路的共模电压。则在逆变电路的电路结构已确定时，l、cf与r均为已知值，由公式(4)可知，若确定了共模电流i
cm
的大小，则可确定共模电压u
cm
的大小。
82.并且，根据公式(4)获得共模回路等效模型，该共模回路等效模型如图15所示。其中，l
123
为等效电感，其电感值为l；c
f123
为等效电容，其电容值为cf；r
123
为等效电阻，其电阻值为r。该共模回路为典型的二阶rlc串联电路，由于等效电阻阻值较小，所以在不加额外控制的情况下，该系统为二阶弱阻尼系统。又由于在工作过程中，逆变电路中各开关管处于开关状态，共模电压含有较多的高频分量，才会在该回路形成长时间震荡的共模电流。而本技术实施例所提供的虚拟电阻则能够对该共模电流进行抑制，从而有利于提升逆变电路工作的稳定性。
83.步骤1402：根据共模电压与共模电压抑制分量，确定逆变电路的系统阻抗。
84.步骤1403：控制系统阻抗的虚部小于第三预设阈值，以确定第三谐振角频率。
85.在确定共模电压之后，则根据共模电压与共模电压抑制分量可确定逆变电路中共模回路的总电压，从而可根据逆变电路中共模回路的总电压确定逆变电路的系统阻抗。仍以图7所示的电路结构为例。
86.将公式(4)改写为s函数形式，并结合共模电压抑制分量可得逆变电路中共模回路的总电压为：（5）其中，为逆变电路中共模回路的总电压，为共模电压抑制分量，ts为控制器控制周期，
ɑ
为延时系数，
ɑ
ts为控制系统延时，控制系统延时包括控制器采样计算延时与零阶保持器等效延时。并且
ɑ
的数值与控制方案相关，即
ɑ
可根据实际应用情况进行设置，本技术实施例对此不作具体限制，例如，在一实施例中，
ɑ
为1。
87.将s用jω代替，可得系统阻抗为：z(jω)＝u
cm
(jω)/i
cm
(jω)（6）其中，z(jω)表示系统阻抗，ω表示谐振角频率。
88.将公式(5)中的s用j代替，并代入公式(6)可得：re(z(jω))＝r＋r0cos(
ɑ
ωts)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
（7）im(z(jω))＝ω(l＋3l0)－1/(ωcf)－r0sin(
ɑ
ωts)（8）其中，re(z(jω))表示系统阻抗的实部，im(z(jω))表示系统阻抗的虚部。
89.由于系统阻抗的实部越大，阻性越强，抑制谐振能力越强。继而，在一实施例中，可控制系统阻抗的虚部小于第三预设阈值，以提升抑制谐振能力，并且可确定第三谐振角频率。
90.在一实施例中，步骤1403中的控制系统阻抗的虚部小于第三预设阈值，以确定第三谐振角频率具体包括以下步骤：将系统阻抗的虚部定义为第一函数，并对第一函数做微分运算，以获得第二函数。根据逆变电路中电子元件的特征值计算第四谐振角频率。根据第四谐振角频率、第一函数与第二函数，确定第三谐振角频率。其中，若电感支路的电感值由第二谐振角频率确定，则第四谐振角频率等于第二谐振角频率。
91.结合公式(7)与公式(8)可知，当谐振频率较低，即，电阻性较强，可以较为明显的提升系统阻尼。进而，在其他条件不变的情况下，虚拟电阻的电阻值r0增大，则谐振频率会升高。并且，在新的谐振频率下，当αωts大于π/2时，此时，虚拟电阻产生负阻尼，会恶化系统性能。则虚拟电阻的电阻值r0存在一个较优的参数，以更有效的提升系统阻尼，即对共模电流的抑制效果更佳。
92.具体过程为，首先将系统阻抗的虚部(即公式（8）)定义为第一函数，并对第一函数做微分运算，以获得第二函数，可获得：f(ω)＝ω(l＋3l0)－1/(ωcf)－r0sin(
ɑ
ωts)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
（9）f
´
(ω)＝l＋3l0－1/(ω2cf)－
ɑ
r0tscos(
ɑ
ωts)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
（10）其中，f(ω)为第一函数，f
´
(ω)为第二函数。
93.继而，再根据逆变电路中电子元件的特征值可计算获得第四谐振角频率。在一实施例中，可根据以下公式获得第四谐振角频率：（11）其中，逆变电路中电子元件的特征值包括各电感(如第一逆变支路a1中的第一电感l
11
、第一逆变支路a1中的第二电感l
g1
)的电感值l、各第一电容(如第一逆变支路a1中的第一电容c
f1
)的电容值cf与第三电感l3的电感值l0。
94.进而，可根据第四谐振角频率、第一函数与第二函数，确定第三谐振角频率，具体实现过程为：首先，将虚拟电阻的电阻值设置为第一数值，将第一数值、第四谐振角频率分别带入第一函数(即公式(9))与第二函数(即公式(10))进行计算，并判断第一函数的计算结果的绝对值是否小于第四预设阈值。若第一函数的计算结果的绝对值小于第四预设阈值，则将当前的谐振角频率作为最终的第三谐振角频率。若第一函数的计算结果的绝对值不小于第四预设阈值，则将当前的谐振角频率、第一数值与第一函数与第二函数之间的比值的差值分别带入第一函数与第二函数进行计算，具体为，计算第一函数与第二函数之间的比值(记为第一比值)，并计算当前的谐振角频率与第一比值之间的差值，将该差值分别带入第一函数与第二函数。然后再次执行判断第一函数的计算结果的绝对值是否小于第四预设阈值。同样地，若此时第一函数的计算结果的绝对值小于第四预设阈值，则将当前的谐振角频率作为最终的第三谐振角频率。不断重复上述步骤，直至第一函数的计算结果的绝对值小于第四预设阈值，则可确定最终的谐振角频率。
95.其中，第一数值为给定的数值，其可根据不同的应用情况进行对应的设置，本技术
实施例对此不作具体限制。同时，可以理解的是，根据不同的应用情况给定不同的第一数值，最终所计算获得的谐振角频率应是相同或接近相同的。
96.此外，第四预设阈值可根据实际应用情况进行设置，本技术实施例对此不作具体限制。例如，在一实施例中，第四预设阈值可设置为0.001，以获得更为准确的谐振角频率。
97.步骤1404：根据第三谐振角频率确定系统阻抗与系统阻尼比，以确定虚拟电阻的电阻值。
98.在获取到最终的第三谐振角频率之后，则可根据第三谐振角频率进一步确定系统阻抗与系统阻尼比。
99.在一实施方式中，系统阻抗与系统阻尼比可满足以下公式：r
sys
＝r＋r0cos(
ɑ
ωts)（12）λ＝r
sys
/ω(l＋3l0)（13）其中，r
sys
为系统阻抗,λ为系统阻尼比。
100.在该实施例中，在逆变电路的电子元件均确定后，若谐振角频率也确定，则r与αωts均可认为是已知值。则通过公式(12)可获得系统阻抗随虚拟电阻变化的第一曲线，并且通过公式(13)可获得系统阻尼比随虚拟电阻变化的第二曲线。根据第一曲线与第二曲线，可确定虚拟电阻的电阻值r0的大小，例如，通过第一曲线与第二曲线，可确定在系统阻抗与系统阻尼比较大时所对应的虚拟电阻的电阻值r0，即可将该电阻值r0作为实际使用的虚拟电阻的电阻值r0，从而能够获得更佳的抑制共模电流的效果。
101.请一并参阅图7、图16与图17，其中，图16中示出了逆变电路中不包括感性支路，且电阻值r0为0时流过第一电感(包括第一电感l
11
、第一电感l
12
与第一电感l
13
)的电流值。图17中示出了逆变电路中包括感性支路，且电阻值r0为3时流过第一电感(包括第一电感l
11
、第一电感l
12
与第一电感l
13
)的电流值。
102.如图16与图17所示，逆变电路中包括感性支路，且电阻值r0为3时，流过第一电感的电流值上几乎不存在震荡频率次数的谐波，而逆变电路中不包括感性支路，且电阻值r0为0时，流过第一电感的电流值上则存在较大的震荡频率次数的谐波。可见，通过加入感性支路与虚拟电阻，能够消除原来的震荡频率次数的谐波，从而提高波形的质量，这也意味着通过采用本技术实施例所提供的方案，能够使共模电流得到抑制，并且具有较佳的抑制效果。
103.步骤1103：根据共模电压抑制分量驱动开关管。
104.通过上述实施例可确定第一阻抗中各参数的大小，从而可进一步确定共模电压抑制分量的大小。继而，在逆变电路工作过程中，由于开关管的开关过程可实现对共模电流的控制，则通过结合共模电压抑制分量对开关管进行驱动，可实现对共模电流的抑制过程。
105.在一实施例中，在逆变电路工作过程中，用于实现对开关管进行驱动的信号不仅包括共模电压抑制分量，还包括逆变电路中每一路逆变支路的逆变电压与零序分量。亦即，步骤1103中根据共模电压抑制分量驱动开关管可具体包括以下方法：根据逆变电路中每一路逆变支路的逆变电压、零序分量与共模电压抑制分量，驱动开关管。
106.其中，如图18所示，在该实施例中，由于需要使用到逆变电路中每一路逆变支路的逆变电压与零序分量，则该开关管的驱动方法还应包括以下步骤：步骤1801：获取电网电压，并根据电网电压确定电网电压的角度。
107.在一实施例中，若逆变电路如图7所示包括三相逆变电路，则电压电压包括第一电网电压ea、第二电网电压eb与第三电网电压ec；若逆变电路如图6所示包括单相逆变电路，则电压电压包括第一电网电压ea。
108.步骤1802：基于电网电压的角度与逆变电路中每一路逆变支路的电流，获得逆变电路中每一路逆变支路的逆变电压。
109.其中，逆变电路中每一路逆变支路的电流为abc坐标下的电流，以图7所示的电路结构为例，逆变电路中每一路逆变支路的电流包括abc坐标下第一逆变支路a1的电流i
la
，第二逆变支路a2的电流i
lb
与第三逆变支路a3的电流i
lc
；以图6所示的电路结构为例，逆变电路中每一路逆变支路的电流包括abc坐标下第一逆变支路a1的电流i
la
与第二逆变支路a2的电流i
lb
。
110.在一实施例中，步骤1802的具体实现过程为：基于电网电压的角度与每一路逆变支路的电流，将每一路逆变支路的电流经过abc/dq坐标系变换，获得dq坐标系下的电流。根据dq坐标系下的电流获得dq坐标系下的逆变电压。将dq坐标系下的逆变电压经过dq/abc坐标系变换，获得abc坐标系下每一路逆变支路的逆变电压。
111.具体地，以图7所示的电路结构为例进行说明。
112.首先，在获取到电网电压的角度的前提下，基于电网电压的角度，对abc坐标系下的每一路逆变支路的电流(包括第一逆变支路a1的电流i
la
，第二逆变支路a2的电流i
lb
与第三逆变支路a3的电流i
lc
)通过abc/dq坐标系变换转化成dq坐标系下的第一电流id与第二电流iq。其中，abc/dq坐标系变换表示将abc坐标系下的参数转化成dq坐标系下的参数。接着，根据dq坐标系下的第一电流id与第二电流iq得到dq坐标系下的第一逆变电压ud与第二逆变电压uq。然后再将第一逆变电压ud与第二逆变电压uq通过反坐标变化 (即dq/abc坐标系变换)得到abc坐标系下的第一逆变电压ua、第二逆变电压ub与第三逆变电压uc。其中，abc坐标系下的第一逆变电压ua为第一逆变支路a1的逆变电压，第二逆变电压ub为第二逆变支路a2的逆变电压，第三逆变电压uc为第三逆变支路a3的逆变电压。
113.当然，若是图6所示的电路结构，则abc坐标系下的每一路逆变支路的电流包括第一逆变支路a1的电流i
la
与第二逆变支路a2的电流i
lb
，且最终应得到abc坐标系下的第一逆变电压ua与第二逆变电压ub。其中，abc坐标系下的第一逆变电压ua为第一逆变支路a1的逆变电压，第二逆变电压ub为第二逆变支路a2的逆变电压。
114.步骤1803：根据逆变电路中每一路逆变支路的逆变电压与调制策略计算零序分量。
115.其中，在该实施例中，调制策略可以为svpwm(space vector pulse width modulation, 空间矢量脉宽调制)或dpwm(discontinuous pulse width modulation，断续脉宽调制)等，本技术实施例对此不作具体限制。其中，采用svpwm调制可提高母线电压的利用率；采用dpwm可以减小开关管的损耗，进而提高逆变器整机效率。
116.在一实施例中，若调制策略为svpwm调制，则零序分量为逆变电路中逆变电压中的最大值与最小值之和的一半的负值。仍以图7所示的电路结构为例，由上述实施例可得，逆变电路中每一路逆变支路的逆变电压包括abc坐标系下的第一逆变电压ua、第二逆变电压ub与第三逆变电压uc，则获取abc坐标系下的第一逆变电压ua、第二逆变电压ub与第三逆变电压uc中的最大值与最小值，并将最大值与最小值求和后取乘以-0.5则可获得零序分量。例
如，在一实施例中，abc坐标系下的第一逆变电压ua为最大值，且abc坐标系下的第三逆变电压ub为最小值，则零序分量为：u
inj
=-0.5(ua ub)（14）可理解，若是图6所示的电路结结构，则逆变电路中每一路逆变支路的逆变电压包括abc坐标系下的第一逆变电压ua与第二逆变电压ub，则获取abc坐标系下的第一逆变电压ua与第二逆变电压ub，此时只有两个值，必然一个为最大值，另一个为最小值，从而将第一逆变电压ua与第二逆变电压ub求和后取乘以-0.5则可获得零序分量。
117.进而，在确定逆变电路中每一路逆变支路的逆变电压、零序分量与共模电压抑制分量之后，在一实施例中，先将逆变电路中每一路逆变支路的逆变电压、零序分量与共模电压抑制分量相加，再根据相加得到的结果输出对应的脉宽调制信号。该脉宽调制信号用于驱动逆变电路中的开关管，以实现在保持逆变电路的正常工作同时，对逆变电路的共模电流进行抑制。
118.本技术实施例提供了一种开关管的驱动装置，应用于本技术任一实施例中的逆变电路。请参见图19，其示出了本技术实施例提供的一种开关管的驱动装置的结构示意图，开关管的驱动装置1900包括：共模电流计算模块1901、共模电流抑制模块1902与驱动模块1903。
119.共模电流计算模块1901用于获取逆变电路中每一路逆变支路的电流，并根据各电流的平均值确定逆变电路的共模电流。
120.共模电流抑制模块1902用于通过以下公式确定所述逆变电路的共模电压抑制分量：uc(t)=-r0i
cm
(t)。其中，uc(t)为共模电压抑制分量，r0为虚拟电阻的电阻值，i
cm
为共模电流，t为时间。
121.驱动模块1903用于根据共模电压抑制分量驱动开关管。
122.在一实施例中，如图20所示，该开关管的驱动装置1900还包括参数计算模块1904、锁相环模块1905、坐标变换模块1906、输出电流控制模块1907、反坐标变换模块1908与零序分量注入模块1909。
123.以图7所示的电路结构为例，其中，参数计算模块1904用于计算虚拟电阻的电阻值。锁相环模块1905用于获取电网电压，并根据电网电压确定电网电压的角度，以及将电网电压的角度输入至坐标变换模块1906，其中电网电压包括第一电网电压ea、第二电网电压eb与第三电网电压ec。坐标变换模块1906用于基于电网电压的角度与逆变电路中每一路逆变支路的电流，将逆变电路中每一路逆变支路的电流经过abc/dq坐标系变换，获得dq坐标系下的电流，其中，逆变电路中每一路逆变支路的电流包括第一逆变支路a1的电流i
la
、第二逆变支路a2的电流i
lb
与第三逆变支路a3的电流i
lc
，dq坐标系下的电流包括第一电流id与第二电流iq。输出电流控制模块1907用于根据dq坐标系下的电流获得dq坐标系下的逆变电压，具体为，计算第一预设电流id1与第一电流id的第一差值，以及计算第二预设电流iq2与第二电流iq的第二差值，再根据第一差值与第二差值获得dq坐标系下的逆变电压，其中，dq坐标系下的逆变电压包括dq坐标系下的第一逆变电压ud与第二逆变电压uq。反坐标变换模块1908用于在获取到dq坐标系下的第一逆变电压ud与第二逆变电压uq之后，将dq坐标系下的逆变电压经过dq/abc坐标系变换，获得abc坐标系下每一路逆变支路的逆变电压。零序分量注入模块1909用于根据逆变电路中每一路逆变支路的逆变电压与调制策略计算零序分量，
并将零序分量注入至驱动模块1903。驱动模块1903还用于根据abc坐标系下的第一逆变电压ua、第二逆变电压ub与第三逆变电压uc、零序分量以及共模电压抑制分量输出脉宽调制信号，以根据该脉宽调制信号驱动逆变电路中的各开关管。
124.若以图6所示的电路结构为例，与图7所示的电路结构的过程区别在于：其中，电网电压包括第一电网电压ea、第二电网电压eb；逆变电路中每一路逆变支路的电流包括第一逆变支路a1的电流i
la
、第二逆变支路a2的电流i
lb
；驱动模块1903还用于根据abc坐标系下的第一逆变电压ua、第二逆变电压ub、零序分量以及共模电压抑制分量输出脉宽调制信号，以根据该脉宽调制信号驱动逆变电路中的各开关管。其余过程与图7所示的电路结果的过程类似，这里不再赘述。
125.上述产品可执行本技术实施例所提供的方法，具备执行方法相应的功能模块和有益效果。未在本实施例中详尽描述的技术细节，可参见本技术实施例所提供的方法。
126.本技术还提供一种逆变电路，该逆变电路包括控制器与至少一个开关管。其中，控制器与各开关管连接，控制器用于输出脉宽调制信号驱动各开关管。其中，控制器可以采用微控制单元（microcontroller unit，mcu）或者数字信号处理（digital signal processing，dsp）控制器等。
127.请参照图21，图21中示例性示出了控制器10的一种结构。如图21所示，控制器10包括至少一个处理器11以及存储器12，其中，存储器12可以内置在控制器10中，也可以外置在控制器10外部，存储器12还可以是远程设置的存储器，通过网络连接所述控制器10。
128.存储器12作为一种非易失性计算机可读存储介质，可用于存储非易失性软件程序、非易失性计算机可执行程序以及模块。存储器12可以包括存储程序区和存储数据区，其中，存储程序区可存储操作系统、至少一个功能所需要的应用程序；存储数据区可存储根据终端的使用所创建的数据等。此外，存储器12可以包括高速随机存取存储器，还可以包括非易失性存储器，例如至少一个磁盘存储器件、闪存器件、或其他非易失性固态存储器件。在一些实施例中，存储器12可选包括相对于处理器11远程设置的存储器，这些远程存储器可以通过网络连接至终端。上述网络的实例包括但不限于互联网、企业内部网、局域网、移动通信网及其组合。
129.处理器11通过运行或执行存储在存储器12内的软件程序和/或模块，以及调用存储在存储器12内的数据，执行终端的各种功能和处理数据，从而对终端进行整体监控，例如实现本技术任一实施例所述的开关管的驱动方法。
130.处理器11可以为一个或多个，图21中以一个处理器11为例。处理器11和存储器12可以通过总线或者其他方式连接。处理器11可包括中央处理单元(cpu)、数字信号处理器(dsp)、专用集成电路(asic)、控制器、现场可编程门阵列(fpga)设备等。处理器11还可以被实现为计算设备的组合，例如， dsp与微处理器的组合、多个微处理器、结合dsp核心的一个或多个微处理器、或者任何其它此类配置。
131.本技术还提供一种逆变器，该逆变器包括本技术任一实施例中的逆变器。
132.最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本技术的技术方案，而非对其限制；在本技术的思路下，以上实施例或者不同实施例中的技术特征之间也可以进行组合，步骤可以以任意顺序实现，并存在如上所述的本技术的不同方面的许多其它变化，为了简明，它们没有在细节中提供；尽管参照前述实施例对本技术进行了详细的说明，本领域的普通技术人
员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本技术各实施例技术方案的范围。