二阶失配误差整形的逐次逼近型模数转换器的预测补偿法

1.本发明涉及电子电路技术领域，尤其是二阶失配误差整形的逐次逼近型模数转换器的预测补偿法。


背景技术：

[0002] 随着集成电路工艺演进和市场低功耗的需求，更高精度和更低功耗的模数转换器成为了研究热点，其中逐次逼近型模数转换器(sar adc)就是一种实现此目的一类模数转换器。电容失配问题成为实现更高精度的sar adc的一个瓶颈，为了解决这一问题，各种各样的方案被提出，例如校准、动态元件匹配以及近年来提出的失配误差整形的方法。失配误差整形方法和校准相比它不需要获取确切的失配信息，和动态元件匹配相比它在高精度的设计中额外的硬件成本大大降低。失配误差整形技术的问题是由于引入了额外的模拟量导致实际有效的输入范围降低，造成了动态范围损失，并且和一阶失配误差整形相比二阶失配误差整形技术所带来的动态范围损失问题更加显著。因此，预测补偿技术就提出解决二阶失配误差整形带来的动态范围损失问题。


技术实现要素：

[0003]
本发明提出二阶失配误差整形的逐次逼近型模数转换器的预测补偿法，能解决二阶失配误差整形技术带来的动态范围损失问题。
[0004]
本发明采用以下技术方案。
[0005]
二阶失配误差整形的逐次逼近型模数转换器的预测补偿法，用于解决逐次逼近型模数转换器sar adc电路在二阶失配误差整形中的动态范围损失问题，所述sar adc电路的dac电容阵列中包括用于二阶失配误差整形的相并联的lsb1电容阵列、lsb2电容阵列和msb电容阵列，以选择信号ch控制两个lsb电容阵列轮流工作，经过一个工作周期后翻转一次，以msb电容阵列通过预测补偿引入dac
msb,p
(n)，用于补偿从lsb电容阵列在二阶失配误差整形引入的模拟量2dac
lsb
(n-1)-dac
lsb
(n-2)；所述预测补偿法的具体工作步骤如下：步骤s1：采样阶段，具体为：采样开关打开，输入采样信号vin通过采样开关连接到所有电容的上极板，msb电容阵列的下极板连接到上一周期预测值dmsb,p所对应的电压值，lsb1电容阵列、lsb2电容阵列的下极板都保持上一周期最终状态不变；步骤s2：复位阶段，具体为：采样开关断开，msb电容的下极板复位为0，即连接到共模电平vcm电压值；如果ch=0，则lsb1的下极板连接的电压和采样阶段的电压相反，即采样阶段连接vdd，复位阶段连接gnd，采样阶段连接gnd，复位阶段连接vdd；lsb2的下极板复位为0，连接到vcm；如果ch=1，则lsb1的下极板复位为0，连接到vcm，lsb2的下极板连接的电压和采样阶段的电压相反；步骤s3：比较转换阶段，具体为：如果ch=0，则按传统sar adc工作方式，根据比较
的结果切换msb电容阵列和lsb2电容阵列的下极板电压，lsb1电容的下极板电压保持和复位阶段相同的状态不变；如果ch=1，则根据比较的结果切换msb电容阵列和lsb1电容阵列的下极板电压，lsb2电容阵列的下极板电压保持和复位阶段相同的状态不变；步骤s4：计算阶段，具体为：计算dout(n)=d(n) dmsb,p(n)-2dlsb(n-1) dlsb(n-2)，再计算dp(n 1)=dout(n) 2dlsb(n)-dlsb(n-1)，dp(n 1)的高2位的值为下一周期的预测值dmsb,p(n 1)。
[0006]
lsb电容阵列在二阶失配误差整形引入的模拟量2dac
lsb
(n-1)-dac
lsb
(n-2)的范围为[-0.6fs,0.6fs]；从msb电容阵列能引入的模拟量范围为[-0.6fs,0.6fs]。
[0007]
步骤s4中，使用加法器计算出d
p
(n 1)=d
out
(n) 2d
lsb
(n)-d
lsb
(n-1)的值，其中d
p
(n 1)对应预测下一周期经过lsb电容阵列反馈后的输入模拟量，d
out
(n)为当前周期的数字输出结果，d
lsb
(n)和d
lsb
(n-1)分别对应当前周期和上一周期处于工作状态的lsb电容阵列的模拟量。
[0008]
dp(n 1)的最高2位的值为预测结果，通过改变下一工作周期采样阶段msb电容阵列的电压，从msb电容阵列引入预测的模拟量对lsb电容阵列反馈的模拟量进行补偿，使saradc电路输入信号的动态范围恢复正常。
[0009]
所述预测补偿法中，lsb1电容阵列、lsb2电容阵列和msb电容阵列均由一个以上的电容并联组成，lsb1电容阵列、lsb2电容阵列内的电容数量相同。
[0010]
本发明解决了二阶失配误差整形技术带来的动态范围损失问题，和传统的预测方法相比，本发明的预测方法降低了预测的容忍度，但大大降低了数字逻辑电路的硬件消耗。
[0011]
本发明在传统的saradc上使用了二阶失配误差整形的方法后，为解决其动态范围损失问题，进一步使用了预测补偿的技术，让二阶失配误差整形方法更加完善。
[0012]
本发明的预测补偿技术不需要消耗更多额外的逻辑电路，仅需要基础的进行计算的加法器电路就可以实现，降低了硬件成本。
附图说明
[0013]
下面结合附图和具体实施方式对本发明进一步详细的说明：附图1是本发明所述二阶失配误差整形逐次逼近模数转换器的整体架构示意图；附图2是dac电容阵列的结构示意图；附图3是本发明中，二阶失配误差整形逐次逼近模数转换器的工作时序示意图；附图4是本发明所述二阶失配误差整形逐次逼近模数转换器的工作流程示意图；附图5是本发明所述二阶失配误差整形逐次逼近模数转换器的行为级模型示意图；附图6是本发明的二阶失配误差整形逐次逼近模数转换器的预测方法示意图；附图7为使用预测补偿方法后，二阶失配误差整形逐次逼近模数转换器8192个点的fft功率谱密度图。
具体实施方式
[0014]
如图所示，二阶失配误差整形的逐次逼近型模数转换器的预测补偿法，用于解决逐次逼近型模数转换器sar adc电路在二阶失配误差整形中的动态范围损失问题，所述sar adc电路的dac电容阵列中包括用于二阶失配误差整形的相并联的lsb1电容阵列、lsb2电容阵列和msb电容阵列，以选择信号ch控制两个lsb电容阵列轮流工作，经过一个工作周期后翻转一次，以msb电容阵列通过预测补偿引入dac
msb,p
(n)，用于补偿从lsb电容阵列在二阶失配误差整形引入的模拟量2dac
lsb
(n-1)-dac
lsb
(n-2)；所述预测补偿法的具体工作步骤如下：步骤s1：采样阶段，具体为：采样开关打开，输入采样信号vin通过采样开关连接到所有电容的上极板，msb电容阵列的下极板连接到上一周期预测值dmsb,p所对应的电压值，lsb1电容阵列、lsb2电容阵列的下极板都保持上一周期最终状态不变；步骤s2：复位阶段，具体为：采样开关断开，msb电容的下极板复位为0，即连接到共模电平vcm电压值；如果ch=0，则lsb1的下极板连接的电压和采样阶段的电压相反，即采样阶段连接vdd，复位阶段连接gnd，采样阶段连接gnd，复位阶段连接vdd；lsb2的下极板复位为0，连接到vcm；如果ch=1，则lsb1的下极板复位为0，连接到vcm，lsb2的下极板连接的电压和采样阶段的电压相反；步骤s3：比较转换阶段，具体为：如果ch=0，则按传统sar adc工作方式，根据比较的结果切换msb电容阵列和lsb2电容阵列的下极板电压，lsb1电容的下极板电压保持和复位阶段相同的状态不变；如果ch=1，则根据比较的结果切换msb电容阵列和lsb1电容阵列的下极板电压，lsb2电容阵列的下极板电压保持和复位阶段相同的状态不变；步骤s4：计算阶段，具体为：计算dout(n)=d(n) dmsb,p(n)-2dlsb(n-1) dlsb(n-2)，再计算dp(n 1)=dout(n) 2dlsb(n)-dlsb(n-1)，dp(n 1)的高2位的值为下一周期的预测值dmsb,p(n 1)。
[0015]
lsb电容阵列在二阶失配误差整形引入的模拟量2dac
lsb
(n-1)-dac
lsb
(n-2)的范围为[-0.6fs,0.6fs]；从msb电容阵列能引入的模拟量范围为[-0.6fs,0.6fs]。
[0016]
步骤s4中，使用加法器计算出d
p
(n 1)=d
out
(n) 2d
lsb
(n)-d
lsb
(n-1)的值，其中d
p
(n 1)对应预测下一周期经过lsb电容阵列反馈后的输入模拟量，d
out
(n)为当前周期的数字输出结果，d
lsb
(n)和d
lsb
(n-1)分别对应当前周期和上一周期处于工作状态的lsb电容阵列的模拟量。
[0017]
dp(n 1)的最高2位的值为预测结果，通过改变下一工作周期采样阶段msb电容阵列的电压，从msb电容阵列引入预测的模拟量对lsb电容阵列反馈的模拟量进行补偿，使sar adc电路输入信号的动态范围恢复正常。
[0018]
所述预测补偿法中，lsb1电容阵列、lsb2电容阵列和msb电容阵列均由一个以上的电容并联组成，lsb1电容阵列、lsb2电容阵列内的电容数量相同。
[0019]
本例中，在16位的二阶失配误差整形的逐次逼近型模数转换器使用本方法，本例中，采样速率为500ks/s，输入为305.176hz，-2.07dbfs的差分正弦信号，以本发明所述方
法，在mc工艺角引入电容失配误差进行预测补偿后，在31.3khz带宽内sndr为95.59db，enob达到15.59bit，sfdr为98.43db。