六相串联三相双永磁同步电机转子初始位置解耦观测方法

1.本发明属于电动机领域，具体涉及一种六相串联三相双永磁同步电机转子初始位置解耦观测方法


背景技术：

2.把六相永磁同步电动机电空间对称的两个绕组尾端并联后再与三相永磁同步电动机绕组首端串联，构成六相串联三相双永磁同步电动机；利用单台六相逆变器给该双永磁同步电动机供电，可以减少一个电动机的驱动器硬件，有利于降低双永磁同步电动机串联驱动系统的成本，提高驱动系统的集成度。
3.对于六相串联三相双永磁同步电动机驱动系统，若要实现两台电机的高性能旋转控制，首先要提前获得两台电机的转子初始为直角。可以采用绝对式转子位置编码器测量获得两台电机转子位置角初始值，但这样进一步提高了双永磁同步电动机串联驱动系统的硬件成本；同时由于编码器的弱电信号会受到电机绕组的强电信号的干扰，降低了系统运行的可靠性。
4.为了降低驱动器的硬件成本及提高驱动系统运行的可靠性，迫切需要解决两台电机转子位置角初始值的观测。但与单台逆变器供电单台永磁同步电动机驱动系统不同之处在于双永磁同步电动机串联驱动系统只采用一台逆变器供电，导致两台电机绕组电流相互流过对方绕组，产生两台电动机绕组回路上的直接连通，如何构建这种绕组回路相互连通的单台逆变器供电的绕组串联的双永磁同步电动机转子初始位置角观测是期待解决的科学问题，同时也是一个巨大的挑战。另外，单台逆变器供电单台永磁同步电动机驱动系统中电动机磁路工作时可能为严重饱和状态，但绕组串联的双永磁同步电动机磁路工作时一般为浅饱和状态，这就使得绕组串联的双永磁同步电动机转子初始位置角观测呈现独特的特征。


技术实现要素：

5.本发明的目的在于提供一种六相串联三相双永磁同步电机转子初始位置解耦观测方法，该方法有利于提高双电机转子初始位置观测速度、观测精度及观测成本。
6.为实现上述目的，本发明采用的技术方案是：一种六相串联三相双永磁同步电机转子初始位置解耦观测方法，利用六相逆变器同时在六相电动机平面、三相电动机平面施加高频旋转电压，利用带通滤波器提取两个电动机平面上的高频电流响应；把两个电动机平面上的高频电流分别变换至正序空间和负序空间，并根据正负序空间分量计算两台电机转子初始位置角的初始值；基于磁路的浅饱和特征，在六相电动机平面、三相电动机平面施加解耦的电压矢量，对转子磁极进行判断，最终获得双永磁同步电动机的初始位置角观测值。
7.进一步地，向系统内注入旋转高频电压信号；通过检测六相逆变器输出的六相电流ia～if，并利用变换矩阵进行坐标变换，得到静止坐标系下六相电动机平面α轴方向和β轴
方向的电流响应i
α
、i
β
，以及三相电动机平面x轴方向和y轴方向的电流响应i
x
、iy；经带通滤波器bpf11～bpf14得到各自轴方向上包含正负序分量的高频电流响应i
αh
、i
βh
、i
xh
、i
yh
，其中i
αh
、i
βh
的负序分量中包含了六相永磁同步电机的转子位置角信息，i
xh
、i
yh
的负序分量中包含了三相永磁同步电机的转子位置角信息；将i
αh
、i
βh
通过指数形式下的三角函数运算，得到六相电动机平面正序空间下α轴方向和β轴方向的高频电流和负序空间下α轴方向和β轴方向的高频电流利用低通滤波器lpf21、lpf22滤除电流中的高频分量，得到六相电动机平面α轴方向和β轴方向上包含六相误差角信息的直流分量i
α
、i
β
；同样利用低通滤波器lpf11、lpf12滤除电流中的高频分量，得到六相电动机平面α轴方向和β轴方向上包含六相永磁同步电机转子位置角信息的直流分量i
α-、i
β-；同理，三相电动机平面x轴方向和y轴方向的高频电流响应i
xh
、i
yh
经过指数形式下的三角函数运算和低通滤波器，得到三相电动机平面x轴方向和y轴方向上包含三相误差角信息的直流分量i
x
、i
y
，以及包含三相永磁同步电机转子位置角信息的直流分量i
x-、i
y-；将直流分量i
α-、i
β-经过锁相环pll11、将直流分量i
x-、i
y-经过锁相环pll12，得到六相与三相永磁同步电机带有角度偏差的2倍估计角和将直流分量i
α
、i
β
经过锁相环pll13、i
x
、i
y
经过锁相环pll14，得到六相与三相误差角和将与求和后除以二得到六相永磁同步电机初步的转子初始位置估计角将与求和后除以二得到三相永磁同步电机初步的转子初始位置估计角
8.根据六相永磁同步电机初步的转子初始位置估计角选择需要注入六相电动机平面的一组正反等幅等时的脉冲电压u
αβ
与u
αβ-并接入系统，然后对六相逆变器输出的六相电流进行采样，利用变换矩阵和估计角进行坐标变换，得到与六相永磁同步电机转子永磁体同轴正反两个方向的电流矢量；根据浅磁饱和原理并结合这两个电流矢量的幅值判断n极方向，判别出最终的六相永磁同步电机转子初始位置角完成六相永磁同步电机的转子极性判别后，根据三相永磁同步电机初步的转子初始位置估计角选择需要注入三相电动机平面的一组正反等幅等时的脉冲电压u
xy
与u
xy-并接入系统，然后对六相逆变器输出的六相电流进行采样，利用变换矩阵和估计角进行坐标变换，得到与三相永磁同步电机转子永磁体同轴正反两个方向的电流矢量；根据浅磁饱和原理并结合这两个电流矢量的幅值判断n极方向，判别出最终的三相永磁同步电机转子初始位置角
9.进一步地，该方法具体包括以下步骤：
10.(1)在静止坐标系下αβ，xy内注入角速度为ωh的旋转高频电压，其表达式为：
11.12.其中，u
mh
为高频电压幅值；
13.(2)采样六相逆变器输出的六相电流ia～if，通过t6变换矩阵得到静止坐标系下六相电动机平面α轴方向和β轴方向的电流响应i
α
、i
β
，以及三相电动机平面x轴方向和y轴方向的电流响应i
x
、iy；
[0014][0015][0016]
其中，i
01
、i
02
分别为零序电流1和零序电流2；
[0017]
(3)将步骤(2)中的电流响应i
α
、i
β
、i
x
、iy通过中心频率为ωh的带通滤波器，得到六相电动机平面α轴方向和β轴方向上包含正负序分量的高频电流响应i
αh
、i
βh
，以及三相电动机平面x轴方向和y轴方向上包含正负序分量的高频电流响应i
xh
、i
yh
；
[0018][0019]
其中，bpf11(x)～bpf14(x)为中心频率为ωh的相同带通滤波器；
[0020]
(4)将步骤(3)中的电流i
αh
、i
βh
通过指数形式下的三角函数运算，得到六相电动机平面正序空间下α轴方向和β轴方向的高频电流和负序空间下α轴方向和β轴方向的高频电流同理，将i
xh
、i
yh
通过指数形式下的三角函数运算，得到三相电动机平面正序空间下x轴方向和y轴方向的高频电流i
x’h2
、i
y’h2
和负序空间下α轴方向和β轴方向的高频电流i
x’h1
、i
y’h1
；
[0021][0022]
其中，j表示虚轴；
[0023]
(5)将步骤(4)中两个平面正序空间下的高频电流i’xh2
、i’yh2
通过低通滤波器，得到六相电动机平面α轴方向和β轴方向上包含六相误差角信息的直流分量i
α
、i
β
，以
及三相电动机平面x轴方向和y轴方向上包含三相误差角信息的直流分量i
x
、i
y
；同理，将两个平面负序空间下的高频电流i’xh1
、i’yh1
通过低通滤波器，得到六相电动机平面α轴方向和β轴方向上包含六相永磁同步电机转子位置角信息的直流分量i
α-、i
β-，以及三相电动机平面x轴方向和y轴方向上包含三相永磁同步电机转子位置角信息的直流分量i
x-、i
y-；
[0024][0025]
其中，lpf11(x)～lpf24(x)为截至频率小于0.1ωh的相同低通滤波器；
[0026]
(6)将i
α
、i
β
通过锁相环，得到六相误差角将i
x
、i
y
通过锁相环，得到三相误差角同理，将i
α-、i
β-通过锁相环，得到六相永磁同步电机带有角度偏差的2倍估计角将i
x-、i
y-通过锁相环，得到三相永磁同步电机带有角度偏差的2倍估计角
[0027][0028]
(7)将步骤(6)得到的与求和后除以二得到六相永磁同步电机初步的转子初始位置估计角同理，将与求和后除以二得到三相永磁同步电机初步的转子初始位置估计角
[0029]
(8)选择正反方向幅值相等的一对电压矢量u
αβ
与u
αβ-并先后作用相同时间，得到对应d轴正反两个方向的电流幅值i
d1
和i
d1-；然后根据浅磁饱和原理，若i
d1
《i
d1-，则最终六相永磁同步电机转子初始位置估计角为若i
d1
》i
d1-，则最终六相永磁同步电机转子初始位置估计角为
[0030]
(9)完成六相永磁同步电机的转子极性判断后，再次选择正反方向幅值相等的一对电压矢量u
xy
与u
xy-并先后作用相同时间，得到对应d轴正反两个方向的电流幅值i
d2
和i
d2-；然后根据浅磁饱和原理，若i
d2
《i
d2-，则最终三相永磁同步电机转子初始位置估计角为若i
d2
》i
d2-，则最终三相永磁同步电机转子初始位置估计角为
[0031]
与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：
[0032]
(1)采用六相逆变器同时输出六相电机平面和三相电机平面解耦的高频电压分别作用于六相电机和三相电机，实现了两台绕组回路连通的双永磁同步电动机转子初始位置角同时观测，有效提高了双电机转子初始位置观测速度及观测精度；
[0033]
(2)基于磁路的浅饱和特征，在六相电动机平面、三相电动机平面施加解耦的电压矢量，对转子磁极进行判断，有效降低了磁极极性的误判率，大幅度提高了绕组回路连通的双永磁同步电动机转子初始位置角观测精度；
[0034]
(3)采用单台逆变器同时供电两台绕组回路连通的双永磁同步电动机观测转子初始位置角，有效降低了观测系统的成本。
附图说明
[0035]
图1是本发明实施例的方法实现原理框图。
[0036]
图2是本发明实施例中转子磁极极性判别电压矢量图。
[0037]
图3是本发明实施例中驱动系统硬件结构图。
[0038]
图4是本发明实施例中基本电压矢量图。
[0039]
图5是本发明实施例中电压及电流响应图。
[0040]
图6是本发明实施例中电流合成图。
[0041]
图7是本发明实施例中磁化曲线图。
具体实施方式
[0042]
下面结合附图及实施例对本发明做进一步说明。
[0043]
应该指出，以下详细说明都是示例性的，旨在对本技术提供进一步的说明。除非另有指明，本文使用的所有技术和科学术语具有与本技术所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。
[0044]
需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本技术的示例性实施方式。如在这里所使用的，除非上下文另外明确指出，否则单数形式也意图包括复数形式，此外，还应当理解的是，当在本说明书中使用术语“包含”和/或“包括”时，其指明存在特征、步骤、操作、器件、组件和/或它们的组合。
[0045]
本实施例针对绕组回路相互连通的单台逆变器供电的绕组串联双永磁同步电动机转子初始位置角低成本获取的难题，提供了一种六相串联三相双永磁同步电机转子初始位置解耦观测方法，其实现原理框图如图1所示。将开关s闭合到触点1，向系统内注入旋转高频电压信号。通过检测逆变器输出的六相电流ia～if，并利用t6变换矩阵进行坐标变换，得到静止坐标系下六相电动机平面α轴方向和β轴方向的电流响应i
α
、i
β
，以及三相电动机平面x轴方向和y轴方向的电流响应i
x
、iy。经带通滤波器(bpf11～bpf14)得到各自轴方向上包含正负序分量的高频电流响应i
αh
、i
βh
、i
xh
、i
yh
，其中i
αh
、i
βh
的负序分量中包含了六相永磁同步电机的转子位置角信息；同样i
xh
、i
yh
的负序分量中包含了三相永磁同步电机的转子位置角信息。为了从上述两个平面的高频电流响应中解调出相应的转子位置角，以六相电动机平面的高频电流响应为例。将i
αh
、i
βh
通过指数形式下的三角函数运算，得到六相电动机平面正序空间下α轴方向和β轴方向的高频电流和负序空间下α轴方向和β轴方向的高频
电流实际中由于滤波器的使用，数字采样计算等产生的控制延时影响较大。这些因素都会给最终转子初始位置估计带来误差，而这些误差会同时体现在需要观测的高频电流负序分量中和正序分量中。故本发明通过解调正序空间下高频电流所包含的误差角对初步的转子位置角观测进行在线补偿，来提高观测精度。利用低通滤波器(lpf21、lpf22)滤除电流中的高频分量，得到六相电动机平面α轴方向和β轴方向上包含六相误差角信息的直流分量i
α
、i
β
。同样利用低通滤波器(lpf11、lpf12)滤除电流中的高频分量，得到六相电动机平面α轴方向和β轴方向上包含六相永磁同步电机转子位置角信息的直流分量i
α-、i
β-。同理，三相电动机平面x轴方向和y轴方向的高频电流响应i
xh
、i
yh
经过指数形式下的三角函数运算和低通滤波器，得到三相电动机平面x轴方向和y轴方向上包含三相误差角信息的直流分量i
x
、i
y
，以及包含三相永磁同步电机转子位置角信息的直流分量i
x-、i
y-。现将直流分量i
α-、i
β-与i
x-、i
y-经过锁相环(pll11与pll12)得到六相与三相永磁同步电机带有角度偏差的2倍估计角和同样，将直流分量i
α
、i
β
与i
x
、i
y
经过锁相环(pll13与pll14)得到六相与三相误差角和将与求和后除以二得到六相永磁同步电机初步的转子初始位置估计角同理，将与求和后除以二得到三相永磁同步电机初步的转子初始位置估计角
[0046]
本实施例中转子磁极极性判别电压矢量图如图2所示。根据六相永磁同步电机初步的转子初始位置估计角选择需要注入六相电动机平面的一组正反等幅等时的脉冲电压u
αβ
与u
αβ-。将开关s闭合到触点2以接入选择的脉冲电压，并对六相逆变器输出的六相电流进行采样，利用t6和估计角进行坐标变换，得到与六相永磁同步电机转子永磁体同轴正反两个方向的电流矢量。根据浅磁饱和原理并结合这两个电流矢量的幅值判断n极方向，判别出最终的六相永磁同步电机转子初始位置角完成六相永磁同步电机的转子极性判别后，根据三相永磁同步电机初步的转子初始位置估计角选择需要注入三相电动机平面的一组正反等幅等时的脉冲电压u
xy
与u
xy-。将开关s闭合到触点3以接入选择的脉冲电压，同时对六相逆变器输出的六相电流进行采样，利用t6和估计角进行坐标变换，得到与三相永磁同步电机转子永磁体同轴正反两个方向的电流矢量。根据浅磁饱和原理并结合这两个电流矢量的幅值判断n极方向，判别出最终的三相永磁同步电机转子初始位置角
[0047]
在本实施例中，该方法具体包括以下步骤：
[0048]
(1)在静止坐标系下αβ，xy内注入角速度为ωh的旋转高频电压，其表达式为：
[0049][0050]
其中，u
mh
为高频电压幅值。
[0051]
(2)采样电流ia～if通过t6变换矩阵得到静止坐标系下六相电动机平面α轴方向和β轴方向的电流响应i
α
、i
β
，以及三相电动机平面x轴方向和y轴方向的电流响应i
x
、iy。
[0052][0053][0054]
其中，i
01
、i
02
分别为零序电流1和零序电流2。
[0055]
(3)将步骤2中的电流响应i
α
、i
β
、i
x
、iy通过中心频率为ωh的带通滤波器得到六相电动机平面α轴方向和β轴方向上包含正负序分量的高频电流响应i
αh
、i
βh
，以及三相电动机平面x轴方向和y轴方向上包含正负序分量的高频电流响应i
xh
、i
yh
。
[0056][0057]
其中，bpf11(x)～bpf14(x)为中心频率为ωh的相同带通滤波器。
[0058]
(4)将步骤3中的电流i
αh
、i
βh
通过指数形式下的三角函数运算，得到六相电动机平面正序空间下α轴方向和β轴方向的高频电流和负序空间下α轴方向和β轴方向的高频电流同理，将i
xh
、i
yh
通过指数形式下的三角函数运算，得到三相电动机平面正序空间下x轴方向和y轴方向的高频电流i
x’h2
、i
y’h2
和负序空间下α轴方向和β轴方向的高频电流i
x’h1
、i
y’h1
。
[0059][0060]
其中，j表示虚轴。
[0061]
(5)将步骤4中两个平面正序空间下的高频电流i’xh2
、i’yh2
通过低通滤波器，得到六相电动机平面α轴方向和β轴方向上包含六相误差角信息的直流分量i
α
、i
β
，以及三相电动机平面x轴方向和y轴方向上包含三相误差角信息的直流分量i
x
、i
y
。同理，将两个平面负序空间下的高频电流i’xh1
、i’yh1
通过低通滤波器，得到六相电动机平面
α轴方向和β轴方向上包含六相永磁同步电机转子位置角信息的直流分量i
α-、i
β-，以及三相电动机平面x轴方向和y轴方向上包含三相永磁同步电机转子位置角信息的直流分量i
x-、i
y-。
[0062][0063]
其中，lpf11(x)～lpf24(x)为截至频率小于0.1ωh的相同低通滤波器。
[0064]
(6)将步骤5中i
α
、i
β
通过锁相环，得到六相误差角将i
x
、i
y
通过锁相环，得到三相误差角同理，将i
α-、i
β-通过锁相环，得到六相永磁同步电机带有角度偏差的2倍估计角将i
x-、i
y-通过锁相环，得到三相永磁同步电机带有角度偏差的2倍估计角
[0065][0066]
(7)将步骤6得到的与求和后除以二得到六相永磁同步电机初步的转子初始位置估计角同理，将与求和后除以二得到三相永磁同步电机初步的转子初始位置估计角
[0067]
(8)根据图2和表1所示的扇区划分，结合初步估计得到的六相永磁同步电机转子位置角选择对应扇区正反方向幅值相等的一对电压矢量u
αβ
与u
αβ-并先后作用相同时间，得到对应d轴正反两个方向的电流幅值i
d1
和i
d1-。然后根据浅磁饱和原理，若i
d1
《i
d1-，则最终六相永磁同步电机转子初始位置估计角为若i
d1
》i
d1-，则最终六相永磁同步电机转子初始位置估计角为
[0068]
(9)完成了六相永磁同步电机的转子极性判断后，再次根据图2和表1所示的扇区划分，结合初步估计得到的三相永磁同步电机转子位置角选择对应扇区正反方向幅值相等的一对电压矢量u
xy
与u
xy-并先后作用相同时间，得到对应d轴正反两个方向的电流幅值i
d2
和i
d2-。然后根据浅磁饱和原理，若i
d2
《i
d2-，则最终三相永磁同步电机转子初始位置估计角为若i
d2
》i
d2-，则最终三相永磁同步电机转子初始位置估计角为
[0069]
表1两台电机转子极性判断电压矢量选择
[0070][0071]
本实施例中驱动系统硬件结构如图3所示。整个控制系统包括：直流母线电压采样电路、六相逆变器、隔离驱动电路、六相绕组电流检测电路、六相永磁同步电机、三相永磁同步电机、微处理器、ad解调电路等。微处理器可以采用高性能的单片机或dsp。直流母线电压采样电路由霍尔电压传感器和运算放大电路构成，而六相绕组电流采样电路由霍尔电流传感器和运算放大电路构成，采样的信号经ad解调电路输入到微处理器中。采样得到的六相绕组电流和直流母线电压还需要经过故障检测电路。微处理器计算出待注入的旋转高频电压u
αh
、u
βh
、u
xh
、u
yh
，然后根据占空比调制算法得到每个桥臂开关管的控制信号。之后经隔离驱动电路来控制逆变器中功率开关管动作。采用得到的六电流依次经过t6变换、带通滤波器、指数形式下的三角函数运算、低通滤波器、锁相环等获得电机初步的转子初始位置估计角；分别在两台电动机平面的上注入一组正反等幅等时的脉冲电压，采样对应的电流响应；根据浅磁饱和原理并结合这两个电流矢量的幅值判断n极方向，判别出最终的电机转子初始位置角。
[0072]
基本原理阐述如下：
[0073]
1.串联系统的数学模型
[0074]
六相串联三相双永磁同步电机系统绕组连接方式如图1所示，其中三相永磁同步电机采用星型连接，其u相与六相永磁同步电机的ad相连接，v与be相连，w与cf相连。单逆变器控制六相串联三相pmsm系统，实际是利用逆变器输出的初相依次互差60
°
的电流控制六相永磁同步电机，利用初相依次互差120
°
的电流控制三相永磁同步电机。由于绕组的特殊连接方式，六相电机的功率电流分量在与三相电机绕组的连接处相位相反相互抵消，故对三相电机无影响；而三相电机的功率电流分量均分流过六相电机相位相反的两相绕组，因此对六相电机也无影响，从而实现两台电机的解耦控制。
[0075]
利用公式1恒功率变换矩阵t6将串联系统数学模型由abcdef自然坐标系变换到αβxyo1o2静止坐标系下。
[0076][0077]
根据分析可知，t6变换矩阵第一、二行为六相电动机平面，第三、四行为三相电动
机平面，第五、六行为不参与机电能量转换的零序平面。系统在静止坐标系下αβ，xy，o1o2下的磁链方程为：
[0078][0079][0080][0081]
其中，l
sσ12
＝l
sσ1
2l
sσ2
，l
sσ1
和l
sσ2
分别为六相永磁同步电机和三相永磁同步电机每相绕组的漏感；l
sm1
＝(l
d1
l
q1
)/2，l
rs1
＝(l
d1-l
q1
)/2，其中l
d1
、l
q1
为六相永磁同步电机的d1、q1轴电感；l
sm2
＝(l
d2
l
q2
)/2，l
rs2
＝(l
d2-l
q2
)/2，其中l
d2
、l
q2
为三相永磁同步电机的d2、q2轴电感；ψ
f1
、ψ
f2
分别为两台电机永磁体磁链幅值。θ
r1
、θ
r2
为两台电机的转子位置角。
[0082]
系统在静止坐标系αβ，xy，o1o2下的电压方程为：
[0083][0084][0085][0086]
其中，r
s1
、r
s2
分别为六相永磁同步电机、三相永磁同步电机相绕组的电阻。
[0087]
根据图1的电路拓扑，用si(i＝a～f)表示逆变器各相桥臂的开关状态，si＝1表示第i相桥臂上开下关；反之si＝0则表示上关下开。以二进制方式对开关状态进行编号sasbscsdsesf＝000000～111111，则六相逆变器总共有64种开关状态，即共有64个基本电压矢量。将每相的开关状态结合t6变换矩阵与直流母线电压u
dc
表示系统在αβxyo1o2静止坐标系下电压方程，具体如下：
[0088][0089]
其中，u
o1
＝0是因为u
o1
所在的零序平面电流初相依次相差360
°
，当串联系统的中性点没有引出时，该平面的电流恒为零。由(公式4)、(公式7)可知，当i
o1
为零时，u
o1
恒为零。从上述分析可知三个平面内，电流、磁链，电压是互不影响的，既可以通过控制对应平面内
的电压来控制相应的磁链和电流，以实现对串联系统中两台电机的独立解耦控制。图4给出了六相平面和三相平面基本电压矢量图。
[0090]
2.转子初始位置解耦观测基本原理
[0091]
结合公式2、公式3、公式5、公式6可知，六相永磁同步电机的转子位置角和三相永磁同步电机的转子位置角分别位于六相平面和三相平面内，故向两个平面内注入旋转高频电压时，可以解耦观测出对应的转子位置角θ
r1
和θ
r2
。为了避免零序电流对观测可能带来的干扰，将注入的零序电压设为零。具体形式如下：
[0092][0093]
其中，ωh为注入电压的角速度。将公式9进行逆变换得到自然坐标系下的电压方程：
[0094][0095]
式中前一部分为相角互差60
°
的电压，该部分产生的电流作用于六相永磁同步电机，不会流经三相永磁同步电机。而后一部分为相角互差120
°
的电压，该部分产生的电流作用于三相永磁同步电机，且在六相互差180
°
的两相绕组中均分流过了相同电流，故在六相永磁同步电机中作用效果很小。因此该注入方案有效。
[0096]
由于初始位置观测时电机转子是静止的，故ω
r1
＝0，ω
r2
＝0，并且定子绕组中注入的是高频电压信号，故可以忽略定子电阻压降，联立公式2、公式3、公式5、公式6及公式9，得到高频电压方程：
[0097][0098][0099]
计算该微分方程，得到高频电流响应在静止坐标系αβ，xy下的表达式：
[0100][0101][0102]
其中，l
αβ
＝(l
sσ1
3l
sm1
3l
rs1
)(l
sσ1
3l
sm1-3 l
rs1
)，l
xy
＝(l
sσ12
3l
sm2
3l
rs2
)(l
sσ12

3l
sm2-3 l
rs2
)。由上式可知，通过解调高频电流响应i
αh
、i
βh
、i
xh
、i
yh
、可以得到六相永磁同步电机和三相永磁同步电机的转子初始位置角，并且两台电机的转子初始位置是解耦的。虽然在三相平面的高频电流响应中包含了六相永磁同步电机的漏感l
sσ1
，但其值很小且波动很小，故可以将其视为三相永磁同步电机漏感的一部分。现将两个平面内的高频电流响应写成指数形式，具体形式如下：
[0103][0104][0105]
根据图1，采样的电流通过带通滤波器、三角函数运算和低通滤波器后得到了带有角度误差的转子初始位置角信息的直流分量：
[0106][0107][0108]
将该直流分量通过锁相环后就能得到六相pmsm和三相pmsm的两倍转子初始位置角和
[0109]
本发明估计转子初始位置是忽略了两台电机的定子电阻和转子不同位置饱和度不一样等因素。另外，实际中该方案的位置辨识精度受数字滤波器所产生的解调延时、数字采样计算、pwm输出以及死区时间等所产生的控制延时影响较大。这些因素都会给最终转子初始位置估计带来误差。因此为了使最终的观测结果更加准确，需要对观测出来的角度进行补偿。由于这些误差不仅会出现在需要观测的高频电流负序分量中，同时在正序分量也会有所体现。鉴于此，本文通过解调电流正序分量中的误差角对初步的转子位置角观测进行在线补偿，来提高辨识精度。现用和表示六相永磁同步电机和三相永磁同步电机在高频电流响应正序分量的误差角，故可将公式15和公式16改写为如下表达式：
[0110][0111][0112]
由于转子对称的凸极结构，单从高频响应电流中还不能对转子磁极的极性进行判断，还需增加极性判断算法进行甄别。转子极性判断是利用了永磁同步电机定子铁心非线性磁化特性来区分转子永磁体的n、s极。传统单台永磁同步电机为了充分利用材料，电机在
设计时往往要令磁路处于轻微饱和状态，当外加的脉冲电压形成的磁势增量沿d轴正方向时，会加深磁路的饱和，此时d轴的电感会减小，所产生的d轴电流就会增大。反之当外加的脉冲电压形成的磁势增量沿d轴反方向时，所产生的d轴电流就会减小。当向电机绕组注入极短时间的脉冲电压矢量时，需要保证在d轴上的电流响应为零状态响应，如图5所示。
[0113]
但是对于本发明中六相永磁同步电机串联三相永磁同步电机系统，在同时控制两台电机时电路中存在着两种分量电流。假设两种电流分量频率也成两倍关系，且幅值都为i时，其合成电流为1.76i，如图6所示。
[0114]
该合成的大电流对整个控制系统安全会造成不良影响。因此针对该六相永磁同步电机串联三相永磁同步电机系统，两台电机设计成浅磁饱和永磁同步电机，所谓浅磁饱和就是电机的额定工作点一般设计在磁化曲线膝点以下的线性区内，如图7磁化曲线中k点所示。
[0115]
结合磁化曲线可知，在k点沿d轴正反方向分别施加相同幅值、相同时间的脉冲电压会出现沿d轴正方向的电流响应的幅值小于沿d轴负方向电流响应幅值的现象，该现象与传统单台永磁同步电机的极性判断现象相反。实际中为了防止电流过大对整个系统带来的不良后果，本发明采用了这一相反的现象完成了极性判断。
[0116]
根据对六相串联三相永磁同步电机系统的分析可知，在极性判断中首先根据初步估计得到的转子位置角选择对应扇区的电压矢量，然后分别在六相永磁同步电机和三相永磁同步电机的静止坐标系αβ和xy内各自先后注入作用时间相同，幅值大小相等的正反脉冲电压，然后根据各自旋转坐标系下d轴的电流响应幅值大小来进行判断。由图4可知在两个平面内互不影响的基本电压矢量较少，故需要使用合成电压矢量来提高极性判断的精度。本文是利用固定角度的合成电压矢量，将目标电压矢量投影至相应的静止坐标系中，就可得到对应的u
jα
、u
jβ
、u
jx
、u
jy
，最后经逆变器输出对应的脉冲电压。图2给出了各自平面注入电压的合成电压矢量图，将两个平面分成12个扇区，每个扇区占30
°
，在相隔180
°
的两个扇区内注入作用时间相同、幅值相等的脉冲电压。其中在六相平面的合成电压矢量标号为m1～m12，三相平面内的合成电压矢量标号为n1～n12。此外表1根据图2给出了两台电机转子极性判断电压矢量选择。
[0117]
综上所述，根据估计得到的和向两个平面内先后分别注入正反两个方向相反的合成电压矢量，在对应的d轴正反方向作用得到相应的电流响应幅值，六相永磁同步电机为i
d1
和i
d1-，三相永磁同步电机为i
d2
和i
d2-。最终确定转子位置角为：
[0118][0119][0120]
以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非是对本发明作其它形式的限制，任何熟悉本专业的技术人员可能利用上述揭示的技术内容加以变更或改型为等同变化的等效实施例。但是凡是未脱离本发明技术方案内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所
作的任何简单修改、等同变化与改型，仍属于本发明技术方案的保护范围。