一种适用于矩阵式升压LLC谐振变换器的混合控制策略

一种适用于矩阵式升压llc谐振变换器的混合控制策略
技术领域
1.本发明涉及开关电源控制领域，具体设计一种适用于矩阵式升压llc谐振变换器的混合控制策略。


背景技术：

2.为了适应机载大功率电源变换场合，需要对拓扑层面进行功率拓展，采用矩阵变压器可以很好地解决该问题，其最大的优势是由于变压器绕组间的磁路耦合，各并联绕组之间可实现自动均流。很适合低压大电流应用。目前矩阵变压器的结构多应用于降压领域，已有的拓扑并不适合升压大功率使用场合。
3.目前含有矩阵变压器拓扑的控制策略均为统一控制，即矩阵变压器各并联绕组的mos管之间的驱动信号是一致的，因此可以将多个并联绕组等效为一个绕组。


技术实现要素：

4.本发明的目的是提供一种适用于矩阵式升压llc谐振变换器的混合控制策略，根据不同的负载大小对并联绕组的功率传输进行分配，以优化全负载范围内变换器的工作效率。
5.本发明的技术方案是：一种适用于矩阵式升压llc谐振变换器的混合控制策略，该谐振变换器主要包括两个分立的矩阵变压器t1、t2，低压侧的四个全桥电路、谐振网络和倍压整流电路；变压器t1包括绕组#1、绕组#2和绕组#3；变压器t2包括绕组#4、绕组#5和绕组#6。变压器t1和t2的原边绕组#1、#2、#4、#5并联，绕组#3和#6串联；其中绕组#1、#2、#4、#5为低压侧；绕组#3和#6为高压侧；输入vin分为四路与变换器四个h桥相接，分别定义为h
(1,1)
桥、h
(1,2)
桥、h
(2,1)
桥和h
(2,2)
桥，每个h桥并联有输入滤波电容cin，其中h
(1,1)
桥包括mos管q1_1、q1_2、q1_3和q1_4；h
(1,2)
桥包括mos管q2_1、q2_2、q2_3和q2_4；h
(2,1)
桥包括mos管q3_1、q3_2、q3_3和q3_4；h
(2,2)
桥包括mos管q4_1、q4_2、q4_3和q4_4；h
(1,1)
桥逆变输出接变压器t1的绕组#1，h
(1,2)
桥逆变输出接变压器t1的绕组#2，h
(2,1)
桥逆变输出接变压器t2的绕组#3，h
(2,2)
桥逆变输出接变压器t2的绕组#4；变压器t1的绕组#3和t2的绕组#6串联，绕组#3的一端与谐振电容cr串联连接，绕组#6与辅助电感ls连接，所述变换器的矩阵变压器高压侧包含串联连接的谐振电容cr以及谐振电感lr，以及并联在倍压整流桥输入端的辅助电感ls；倍压整流桥包括第一二极管d1、第二二极管d2、第一电容c1和第二电容c2。d1和d2串联连接构成二极管半桥，c1和c2串联连接构成电容半桥，二极管半桥和电容半桥并联连接构成倍压整流桥，倍压整流桥电路的输出接滤波电容co和负载ro；
6.针对所述矩阵式高升压比llc谐振变换器的混合控制策略分为三个模式：半电压模式、半电流模式及全电压电流模式：
7.所述半电压模式为通过控制矩阵变压器t2的输出绕组电压为零，这种情况下仅t1向负载传输功率，实现半电压输出，待机状态下可工作于该模式，以降低系统的待机功耗；
8.所述半电流模式为控制变压器t1、t2的绕组#1和绕组#4工作，关闭绕组#2和绕组#
3所对应h桥的驱动信号，这种情况下仅绕组#1和绕组#4向负载传输功率，实现半电流输出，空载到半载状态下可工作于该模式；
9.所述全电压电流模式即保证h
(1,1)
、h
(1,2)
、h
(2,1)
、h
(2,2)
的驱动信号完全一致，这种情况下矩阵变压器的所有绕组均向负载传输功率，实现全电压全电流输出，半载到满载状态下可工作于该模式。
10.与现有的全电压电流模式输出控制策略相比，本发明提供的适用于矩阵式升压llc谐振变换器的混合控制策略具有以下优点：
11.1.本发明提出的半电压模式输出控制，由于拓扑中仅有一半h桥在工作，从而降低了整个系统的驱动损耗及开关损耗，导致变换器在待机模式下的功耗降低。
12.2.本发明提出的半电流模式输出控制，同样由于拓扑中仅有一半的h桥在工作，降低了变换器的驱动损耗及开关损耗，能够提高负载从轻载到半载范围内的工作效率。
附图说明
13.图1所示为实施例中控制对象矩阵式升压llc谐振变换器拓扑示意图。
14.图2所示为本实施例中全电压电流模式输出控制下拓扑等效示意图。
15.图3所示为实施例中半电流模式输出控制下拓扑等效示意图。
16.图4所示为实施例中半电压模式输出控制下拓扑等效示意图。
具体实施方式
17.为了使本发明的宗旨和目的更加清晰明了，下面将具体结合技术要点和优点对适用于矩阵式升压llc谐振变换器的混合控制策略进行详细的描述。
18.本发明提出的混合控制策略针对矩阵式升压llc谐振变换器拓扑，请参阅图1。所述变换器的矩阵变压器原边侧由4路全桥逆变电路构成，分别定义为h(1,1)桥、h(1,2)桥、h(2,1)桥和h(2,2)桥，其中h(1,1)桥包括第一mos管q1_1、第二mos管q1_2、第三mos管q1_3、第四mos管q1_4；h(1,2)桥包括第一mos管q2_1、第二mos管q2_2、第三mos管q2_3、第四mos管q2_4；h(2,1)桥包括第一mos管q3_1、第二mos管q3_2、第三mos管q3_3、第四mos管q3_4；h(2,2)桥包括第一mos管q4_1、第二mos管q4_2、第三mos管q4_3、第四mos管q4_4。两个分立的变压器t1和t2，分别有三个绕组，变压器t1包括绕组#1、绕组#2和绕组#3；变压器t2包括绕组#4、绕组#5和绕组#6。h(1,1)桥、h(1,2)桥、h(2,1)桥和h(2,2)桥的输入分别与四路输入电压vin及输入滤波电容cin连接；h(1,1)桥逆变输出接变压器t1的绕组#1，h(1,2)桥逆变输出接变压器t1的绕组#2，h(2,1)桥逆变输出接变压器t2的绕组#3，h(2,2)桥逆变输出接变压器t2的绕组#4。变压器t1和t2的原边绕组#1、#2、#4、#5并联，绕组#3和#6串联。所述变换器的矩阵变压器副边侧包含串联连接的谐振电容cr以及谐振电感lr，以及并联在不可控整流桥输入端的辅助电感ls，辅助电感之后的整流桥采用全桥形式。整流桥包括第一二极管d1、第二二极管d2、第三二极管d3和第四二极管d4，d1与d3串联连接构成二极管半桥，d2与d4串联连接构成二极管半桥，两个二极管半桥并联连接构成整流桥，整流桥的输出接滤波电容co和负载。
19.参阅图1，设置四个h桥的第一mos管q1_1、q2_1、q3_1和q4_1的驱动电压波形相同，四个h桥的第二mos管q1_2、q2_2、q3_2和q4_2的驱动电压波形相同，四个h桥的第三mos管
q1_3、q2_3、q3_3和q4_3的驱动波形相同，四个h桥的第四mos管q1_4、q2_4、q3_4和q4_4的驱动电压波形相同。四个h桥的第一mos管q1_1、q2_1、q3_1、q4_1和四个h桥的第二mos管q1_2、q2_2、q3_2、q4_2的驱动电压互反，存在固定的死区时间；四个h桥的第三mos管q1_3、q2_3、q3_3、q4_3和四个h桥的第四mos管q1_4、q2_4、q3_4、q4_4的驱动电压互反，存在固定的死区时间。这种驱动方式下即可实现全电压电流模式输出控制。该模式控制下拓扑可简化为图2所示电路。
20.参阅图1，设置h(1,1)桥的第一mos管q1_1和h(2,1)桥的第一mos管q3_1的驱动电压波形相同；h(1,1)桥的第二mos管q1_2和h(2,1)桥的第二mos管q3_2的驱动电压波形相同；h(1,1)桥的第三mos管q1_3和h(2,1)桥的第三mos管q3_3的驱动电压波形相同；h(1,1)桥的第四mos管q1_4和h(2,1)桥的第四mos管q3_4的驱动电压波形相同。h(1,1)桥的第一mos管q1_1和h(1,1)桥的第二mos管q1_2的驱动电压互反，存在固定的死区时间；h(1,1)桥的第三mos管q1_3和h(1,1)桥的第四mos管q1_4的驱动电压互反，存在固定的死区时间；h(2,1)桥的第一mos管q3_1和h(2,1)桥的第二mos管q3_2的驱动电压互反，存在固定的死区时间；h(2,1)桥的第三mos管q3_3和h(2,1)桥的第四mos管q3_4的驱动电压互反，存在固定的死区时间。h(1,2)桥的四个mos管q2_1、q2_2、q2_3、q2_4和h(2,2)桥的四个mos管q4_1、q4_2、q4_3、q4_4驱动电压为低电平。这种驱动方式下即可实现半电流模式输出控制。该模式控制下拓扑可简化为图3所示电路。
21.参阅图1，设置h(1,1)桥的第一mos管q1_1和h(1,2)桥的第一mos管q2_1的驱动电压波形相同；h(1,1)桥的第二mos管q1_2和h(1,2)桥的第二mos管q2_2的驱动电压波形相同；h(1,1)桥的第三mos管q1_3和h(1,2)桥的第三mos管q2_3的驱动电压波形相同；h(1,1)桥的第四mos管q1_4和h(1,2)桥的第四mos管q2_4的驱动电压波形相同。h(1,1)桥的第一mos管q1_1和h(1,1)桥的第二mos管q1_2的驱动电压互反，存在固定的死区时间；h(1,1)桥的第三mos管q1_3和h(1,1)桥的第四mos管q1_4的驱动电压互反，存在固定的死区时间；h(1,2)桥的第一mos管q2_1和h(1,2)桥的第二mos管q2_2的驱动电压互反，存在固定的死区时间；h(1,2)桥的第三mos管q2_3和h(1,2)桥的第四mos管q2_4的驱动电压互反，存在固定的死区时间。h(2,1)桥的第一mos管q3_1、h(2,1)桥的第二mos管q3_2、h(2,2)桥的第一mos管q4_1和h(2,2)桥的第二mos管q4_2驱动电压为低电平；h(2,1)桥的第三mos管q3_3、h(2,1)桥的第四mos管q3_4、h(2,2)桥的第三mos管q4_3和h(2,2)桥的第四mos管q4_4驱动电压为高电平。这种驱动方式下即可实现半电压模式输出控制。该模式控制下拓扑可简化为图4所示电路。
22.参阅图2，前半个周期矩阵变压器原边侧电流的流通路径为：mos管q1
→
变压器t的原边绕组
→
q4；矩阵变压器副边侧的电流流通路径为：变压器t的副边绕组
→
谐振电容cr
→
谐振电感lr
→
第一二极管d1
→
负载
→
第四二极管d4。后半个周期矩阵变压器原边侧电流的流通路径为：mos管q2
→
变压器t的原边绕组
→
q3；矩阵变压器副边侧的电流流通路径为：变压器t的副边绕组
→
第二二极管d2
→
负载
→
第三二极管d3
→
谐振电感lr
→
谐振电容cr。
23.参阅图3，前半个周期矩阵变压器原边侧电流的流通路径为：mos管q1_1
→
变压器t1的绕组#1
→
q1_4，mos管q3_1
→
变压器t2的绕组#4
→
q3_4；矩阵变压器副边侧的电流流通路径为：变压器t1的绕组#3
→
谐振电容cr
→
谐振电感lr
→
第一二极管d1
→
负载
→
第四二极管d4
→
变压器t2绕组#6。后半个周期矩阵变压器原边侧电流的流通路径为：mos管q1_2
→
变
压器t1的绕组#1
→
q1_3，mos管q3_2
→
变压器t2的绕组#4
→
q3_3；矩阵变压器副边侧的电流流通路径为：变压器t2的绕组#6
→
第二二极管d2
→
负载
→
第三二极管d3
→
谐振电感lr
→
谐振电容cr
→
变压器t1绕组#3。
24.参阅图4，前半个周期矩阵变压器原边侧电流的流通路径为：mos管q1_1
→
变压器t1的绕组#1
→
q1_4，mos管q2_1
→
变压器t1的绕组#2
→
q2_4；矩阵变压器副边侧的电流流通路径为：变压器t1的绕组#3
→
谐振电容cr
→
谐振电感lr
→
第一二极管d1
→
负载
→
第四二极管d4。后半个周期矩阵变压器原边侧电流的流通路径为：mos管q1_2
→
变压器t1的绕组#1
→
q1_3，mos管q2_2
→
变压器t1的绕组#2
→
q2_3；矩阵变压器副边侧的电流流通路径为：变压器t1的绕组#3
→
第二二极管d2
→
负载
→
第三二极管d3
→
谐振电感lr
→
谐振电容cr。
25.虽然上述的描述已经对适用于矩阵式升压llc谐振变换器的混合控制策略进行了详细的描述，但是并非就仅仅限制于上述实例。考虑到变换器的拓扑结构，还有如设置h
(1,2)
、h
(2,2)
向负载传输功率；设置h
(2,1)
、h
(2,2)
向负载传输功率等驱动设置方法也能实现半电压、半电流模式输出，这些对本发明的替换也属于本发明的保护范围。