一种高增益宽范围输入独立输出串联型DC-DC变换器

一种高增益宽范围输入独立输出串联型dc-dc变换器
技术领域
1.本发明涉及光伏多端口直流变换器技术领域，尤其涉及一种高增益宽范围输入独立输出串联型dc-dc变换器。


背景技术：

2.伴随可再生能源发电技术的持续发展，分布式光伏式发电渗透率显著增长，分布式光伏发电并入中高压直流电网前景广阔。由于单个太阳能光伏阵列输出的直流电压较低，无法满足并入直流电网所需的电压等级，需要在其中引入能够把低电压泵升为高电压的高增益变换器，以接入中高压直流电网。iios型架构具有输入独立输出串联的特征，可在保持变换器整体单级功率变换结构的条件下同时实现多输入端口独立控制与串联高增益输出，该型变换器拓扑架构简洁清晰、是实现高效率、高增益、多输入支路直流升压变换的理想方案。iios变换器的升压范围取决于子模块的数量与子模块的升压能力，因此子模块需要具有高增益宽范围运行能力，以降低子模块元件电压应力。


技术实现要素：

3.本发明所要解决的技术问题是针对背景技术中所涉及到的缺陷，提供一种高增益宽范围输入独立输出串联型dc-dc变换器。
4.本发明为解决上述技术问题采用以下技术方案：一种高增益宽范围输入独立输出串联型dc-dc变换器，包括n个变换模块，n为大于等于2的自然数；所述变换模块包含子模块a、子模块b、电感le和电容ce；所述子模块a包括光伏阵列a、滤波电容c
ina
、开关管s
1a
、开关管s
2a
、开关管s
3a
、开关管s
4a
、开关管q
1a
、开关管q
2a
、变压器a、电感l
sma
、电容c
1a
、电容c
2a
、电容c
sc1a
、电容c
sc2a
、二极管d
1a
和二极管d
2a
；所述开关管s
1a
的漏极分别和所述开关管s
3a
的漏极、滤波电容c
ina
的一端、光伏阵列a的正极相连，开关管s
1a
的源极分别和所述变压器a原边线圈的一端、开关管s
2a
的漏极相连；所述开关管s
2a
的源极分别和所述开关管s
4a
的源极、滤波电容c
ina
的另一端、光伏阵列a的负极相连；所述开关管s
3a
的源极分别和所述变压器a原边线圈的另一端、开关管s
4a
的漏极相连；所述开关管q
1a
的漏极分别和所述二极管d
1a
的正极、电容c
1a
的一端相连，开关管q
1a
的源极分别和所述变压器a副边线圈的一端、开关管q
2a
的漏极、电容c
sc1a
的一端、电感le的一端相连；所述电容c
1a
的另一端分别和电感l
sma
的一端、电容c
2a
的一端相连；所述电感l
sma
的另一端和所述变压器a副边线圈的另一端相连；
所述电容c
sc1a
的另一端分别和所述二极管d
1a
的负极、所述二极管d
2a
的正极相连；所述二极管d
2a
的负极和所述电容c
sc2a
的另一端相连，作为子模块a的连接点a；所述电容c
2a
的另一端分别和所述开关管q
2a
的源极、电容c
sc2a
的一端相连，作为子模块a的连接点b；所述电感le的另一端和所述电容ce的一端相连；所述子模块b包括光伏阵列b、滤波电容c
inb
、开关管s
1b
、开关管s
2b
、开关管s
3b
、开关管s
4b
、开关管q
1b
、开关管q
2b
、变压器b、电感l
smb
、电容c
1b
、电容c
2b
、电容c
sc1b
、电容c
sc2b
、二极管d
1b
和二极管d
2b
；所述开关管s
1b
的漏极分别和所述开关管s
3b
的漏极、滤波电容c
inb
的一端、光伏阵列b的正极相连，开关管s
1b
的源极分别和所述变压器b原边线圈的一端、开关管s
2b
的漏极相连；所述开关管s
2b
的源极分别和所述开关管s
4b
的源极、滤波电容c
inb
的另一端、光伏阵列b的负极相连；所述开关管s
3b
的源极分别和所述变压器b原边线圈的另一端、开关管s
4b
的漏极相连；所述开关管q
1b
的漏极分别和所述电容c
1b
的一端、电容c
sc2b
的一端相连，作为子模块b的连接点a；开关管q
1b
的源极分别和所述变压器b副边线圈的一端、开关管q
2b
的漏极、电容c
sc1b
的一端、电容ce的另一端相连；所述电容c
1b
的另一端分别和电感l
smb
的一端、电容c
2b
的一端相连；所述电感l
smb
的另一端和所述变压器b副边线圈的另一端相连；所述电容c
2b
的另一端分别和所述开关管q
2b
的源极、二极管d
1b
的负极相连；所述二极管d
1b
的正极分别和所述电容c
sc1b
的另一端、二极管d
2b
的负极相连；所述二极管d
2b
的正极和所述电容c
sc2b
的另一端相连，作为子模块b的连接点b；所述子模块a的连接点b和子模块b的连接点a相连；所述第m个变换模块中子模块b的连接点b和第m 1个变换模块中子模块a的连接点a相连，m为大于等于1小于n的自然数；第1个变换模块中子模块a的连接点a作为串联型dc-dc变换器的一个输出端，第n个变换模块中子模块b的连接点b作为串联型dc-dc变换器的另一个输出端。
5.本发明采用以上技术方案与现有技术相比，具有以下技术效果：本发明提供的一种高增益宽范围输入独立输出串联型dc/dc变换器子模块原边采用全桥逆变电路，副边采用高增益多倍压型半有源整流电路，将各子模块输出电容串联实现光伏低压向中高压直流电网并网。同时该变换器在宽范围内所有开关管均能实现软开关，变换效率高。同时通过特殊的调制控制方法实现副边输出侧电压均衡。该变换器子模块副边集成升压型开关电容电路，大大减小副边开关器件的电压应力，特别适用于新能源发电装置接入中高压直流配电网的高增益应用场合。
附图说明
6.图1为本发明的电路拓扑结构示意图；图2（a）、图2（b）、图2（c）、图2（d）、图2（e）、图2（f）分别为本发明在一个开关周期内
第k个变换模块的第一个、第二个、第三个、第四个、第五个、第六个工作模态的等效电路示意图；图3为本发明开关管的触发脉冲波形示意图；图4为本发明子模块b输入功率出现跌落时各子模块输出电压波形示意图；图5是本发明在稳态下开关管的电压电流以及触发脉冲仿真波形示意图。
具体实施方式
7.下面结合附图对本发明的技术方案做进一步的详细说明：本发明可以以许多不同的形式实现，而不应当认为限于这里所述的实施例。相反，提供这些实施例以便使本公开透彻且完整，并且将向本领域技术人员充分表达本发明的范围。在附图中，为了清楚起见放大了组件。
8.如图1所示，本发明公开了一种高增益宽范围输入独立输出串联型dc-dc变换器，包括n个变换模块，n为大于等于2的自然数；所述变换模块包含子模块a、子模块b、电感le和电容ce；所述子模块a包括光伏阵列a、滤波电容c
ina
、开关管s
1a
、开关管s
2a
、开关管s
3a
、开关管s
4a
、开关管q
1a
、开关管q
2a
、变压器a、电感l
sma
、电容c
1a
、电容c
2a
、电容c
sc1a
、电容c
sc2a
、二极管d
1a
和二极管d
2a
；所述开关管s
1a
的漏极分别和所述开关管s
3a
的漏极、滤波电容c
ina
的一端、光伏阵列a的正极相连，开关管s
1a
的源极分别和所述变压器a原边线圈的一端、开关管s
2a
的漏极相连；所述开关管s
2a
的源极分别和所述开关管s
4a
的源极、滤波电容c
ina
的另一端、光伏阵列a的负极相连；所述开关管s
3a
的源极分别和所述变压器a原边线圈的另一端、开关管s
4a
的漏极相连；所述开关管q
1a
的漏极分别和所述二极管d
1a
的正极、电容c
1a
的一端相连，开关管q
1a
的源极分别和所述变压器a副边线圈的一端、开关管q
2a
的漏极、电容c
sc1a
的一端、电感le的一端相连；所述电容c
1a
的另一端分别和电感l
sma
的一端、电容c
2a
的一端相连；所述电感l
sma
的另一端和所述变压器a副边线圈的另一端相连；所述电容c
sc1a
的另一端分别和所述二极管d
1a
的负极、所述二极管d
2a
的正极相连；所述二极管d
2a
的负极和所述电容c
sc2a
的另一端相连，作为子模块a的连接点a；所述电容c
2a
的另一端分别和所述开关管q
2a
的源极、电容c
sc2a
的一端相连，作为子模块a的连接点b；所述电感le的另一端和所述电容ce的一端相连；所述子模块b包括光伏阵列b、滤波电容c
inb
、开关管s
1b
、开关管s
2b
、开关管s
3b
、开关管s
4b
、开关管q
1b
、开关管q
2b
、变压器b、电感l
smb
、电容c
1b
、电容c
2b
、电容c
sc1b
、电容c
sc2b
、二极管d
1b
和二极管d
2b
；所述开关管s
1b
的漏极分别和所述开关管s
3b
的漏极、滤波电容c
inb
的一端、光伏阵列b的正极相连，开关管s
1b
的源极分别和所述变压器b原边线圈的一端、开关管s
2b
的漏极相
连；所述开关管s
2b
的源极分别和所述开关管s
4b
的源极、滤波电容c
inb
的另一端、光伏阵列b的负极相连；所述开关管s
3b
的源极分别和所述变压器b原边线圈的另一端、开关管s
4b
的漏极相连；所述开关管q
1b
的漏极分别和所述电容c
1b
的一端、电容c
sc2b
的一端相连，作为子模块b的连接点a；开关管q
1b
的源极分别和所述变压器b副边线圈的一端、开关管q
2b
的漏极、电容c
sc1b
的一端、电容ce的另一端相连；所述电容c
1b
的另一端分别和电感l
smb
的一端、电容c
2b
的一端相连；所述电感l
smb
的另一端和所述变压器b副边线圈的另一端相连；所述电容c
2b
的另一端分别和所述开关管q
2b
的源极、二极管d
1b
的负极相连；所述二极管d
1b
的正极分别和所述电容c
sc1b
的另一端、二极管d
2b
的负极相连；所述二极管d
2b
的正极和所述电容c
sc2b
的另一端相连，作为子模块b的连接点b；所述子模块a的连接点b和子模块b的连接点a相连；所述第m个变换模块中子模块b的连接点b和第m 1个变换模块中子模块a的连接点a相连，m为大于等于1小于n的自然数；第1个变换模块中子模块a的连接点a作为串联型dc-dc变换器的一个输出端，第n个变换模块中子模块b的连接点b作为串联型dc-dc变换器的另一个输出端。
9.图2所示的是一种高增益宽范围输入独立输出串联型dc/dc变换器在一个开关周期(ts，t
0-t6)内第k个变换模块的6个工作模态的等效电路图：图2（a）中，t=t0之前，开关管s
2a
、s
3a
、q
1a
、q
1b
、二极管d
2a
导通，电容c
1a
、c
sc2a
充电，电容c
2a
、c
sc1a
放电，电感l
ea
上电压为0v。
10.图2（b）中，t＝（t
0 ,t1），在t=t0时，断开开关管s
2a
、s
3a
，由于变压器漏感电流i
lsm a
不可突变，开关管s
1a
、s
4a
反并联二极管被迫导通，给开关管s
1a
、s
4a
施加触发脉冲，此后变压器漏感电流i
lsma
反向，开关管s
1a
、s
4a
实现zvs。
11.图2（c）中，t＝（t
1 ,t2），在t=t1时，断开开关管q
1a
，给开关管q
2a
施加触发脉冲，电容c
2a
、c
sc1a
充电，电容c
1a
、c
sc2a
放电，电感l
ea
上电压为输出电压的1/2，此后电感le电流反向，开关管q
2a
实现zvs。
12.图2（d）中，t＝（t
2 ,t3），在t=t2时，断开开关管q
1b
，电感le上电压为0v。由于电感le电流不可突变，开关管q
2b
反并联二极管被迫导通，给开关管q
2b
施加触发脉冲，开关管q
2b
实现zvs。
13.图2（e）中，t＝（t
3 ,t4），在t=t3时，断开开关管s
1a
、s
4a
，由于变压器漏感电流i
lsma
不可突变，开关管s
2a
、s
3a
反并联二极管被迫导通，给开关管s
2a
、s
3a
施加触发脉冲，此后变压器漏感电流i
lsma
反向，开关管s
1a
、s
4a
实现zvs。
14.图2（f）中，t＝（t
4 ,t5），在t=t4时，断开开关管q
2a
，给开关管q
1a
施加触发脉冲，电容c
1a
、c
sc2a
充电，电容c
2a
、c
sc1a
放电，电感le上电压为输出电压的1/2，此后电感le电流反向，开关管q
1a
实现zvs。
15.图3所示的是一种高增益宽范围输入独立输出串联型dc/dc变换器开关管的触发脉冲波形。子模块a1输入侧的开关管s
1a
、s
2a
、s
3a
、s
4a
以及输出侧的开关管q
1a
、q
2a
触发脉冲波
形分别为g
s1,a1
、g
s2,a2
、g
s3,a3
、g
s4,a4
、g
q1,a1
、g
q2,a1
，子模块b1输出侧的开关管q
1a
触发脉冲波形为g
q1,b1
，开关管s
1a
与q
1a
之间的移相角为d
sm，a1
，开关管q
1a
与q
1b
之间的移相角为d
ab1
。
16.图4所示，，t=0.3s时，子模块b1输入功率在t=0.3s时从2500w变化到1250w，子模块a1、子模块a2、子模块b2输入功率为2500w，由于输入功率发生变化，所述各子模块输出电压出现波动，但是通过lc支路对失配功率进行调节，各子模块输出电压趋于均衡，调节时间约为10ms，最大电压波动约为25v。
17.图5所示的是所述一种高增益宽范围输入独立输出串联型dc/dc变换器在稳态下开关管的电压电流以及触发脉冲仿真波形图。图5所示为第1个子模块中输入侧第一个开关管s
1 ,1
的电压电流以及触发脉冲波形，可以看出在开关管在触发脉冲到来前管压降被箝位为0v，故可实现零电压开通，由于子模块全桥逆变单元的开关管工作过程相似，因此在子模块全桥逆变单元的开关管均可实现零电压开通。
18.本技术领域技术人员可以理解的是，除非另外定义，这里使用的所有术语（包括技术术语和科学术语）具有与本发明所属领域中的普通技术人员的一般理解相同的意义。还应该理解的是，诸如通用字典中定义的那些术语应该被理解为具有与现有技术的上下文中的意义一致的意义，并且除非像这里一样定义，不会用理想化或过于正式的含义来解释。
19.以上所述的具体实施方式，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施方式而已，并不用于限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。