一种感应耦合能量传输系统的启动冲击电流抑制方法

1.本发明属于无线电能传输领域，具体涉及一种感应耦合能量传输系统的启动冲击电流抑制方法。


背景技术：

2.感应耦合能量传输系统是一种通过电磁感应原理将电能以非接触的方式传输到负载的新型供电方式，由于其无需物理连接、具有安全可靠和环境友好型等优点，因此，该技术已广泛应用于电子产品、医疗设备等小功率场合以及电动汽车、轨道交通等大功率场合。
3.在大功率应用场合，需要感应耦合能量传输系统向负载传输较大的功率，因此系统在启动阶段会产生较大的启动冲击电流，严重时会损坏高频逆变器中的双向可控功率开关器件，导致系统无法正常运行。因此，需要对感应耦合能量传输系统的启动冲击电流进行有效地抑制。
4.现有的关于感应耦合能量传输系统的软启动控制方法主要分为移相控制、变频控制和增加预充电电路三种方法。k.hata，t.imura，h.fujimoto等在文献“soft-start control method for in-motion charging of electric vehicles based on transient analysis of wireless power transfer system[c].2018ieee energy conversion congress and exposition，2018，2009-2015.”中采用移相控制进行软启动，通过调节移相角使高频逆变器的输入电压从小逐渐增加到额定输入电压，启动冲击电流得到抑制。但是当移相角较大时，双向可控功率开关器件无法实现软开关，因此会产生较大的开关损耗，导致双向可控功率开关器件发热，甚至损坏。r.chang，b.liu，s.duan在文献“analysis and parameter optimization of start-up process for llc resonant converter[j].ieee trans on power electronics，2015，30(12)：7113-7122.”中采用变频控制进行软启动，通过调节高频逆变器的工作频率使得系统的阻抗逐渐减小，高频逆变器的输出电流逐渐增大，从而防止启动过程中较大的冲击电流。但是该方法会产生较多的无功功率，降低系统效率，同时对于具有频率分裂现象的感应耦合能量传输系统来说，容易造成系统的不稳定。中国发明专利cn202011224629.6“电磁感应式无线电能传输系统及其启动电流冲击抑制方法”中采用额外的预充电电路对副边侧滤波电容器进行预充电，以此来抑制启动冲击电流，但是该方法增加了额外的预充电电路，工程造价高。


技术实现要素：

[0005]
为有效抑制上述感应耦合能量传输系统在启动过程中的冲击电流，本发明提出一种感应耦合能量传输系统的启动冲击电流抑制方法。
[0006]
为达到上述目的，本发明采用的技术方案如下：
[0007]
一种感应耦合能量传输系统的启动冲击电流抑制方法，包括如下步骤：
[0008]
步骤1、建立感应耦合能量传输系统的数学模型，计算并设定所述感应耦合能量传
输系统的启动时间ts；
[0009]
步骤2、根据高频逆变器中双向可控功率开关器件的开通时间tr与关断时间tf，选取合适的三角载波频率f；
[0010]
步骤3、占空比d按照非线性饱和函数规律变化，当到达启动时间ts时，占空比d等于1；
[0011]
步骤4、占空比d与三角载波进行比较，得到开关函数d；当开关函数d为逻辑高电平时，高频逆变器采用移相角为0
°
的移相控制，当开关函数d为逻辑低电平时，高频逆变器停止工作。
[0012]
进一步地，所述步骤1中，所述感应耦合能量传输系统基于串-串型补偿电路，所述串-串型补偿电路的感应耦合能量传输系统的启动时间满足如下公式：
[0013][0014]
其中，l
p
为发射线圈的自感，r
p
为原边侧的损耗等效电阻阻值。
[0015]
进一步地，所述步骤2中载波频率f满足如下公式：
[0016][0017]
其中，tr、tf分别为高频逆变器中双向可控功率开关器件的开通时间和关断时间。
[0018]
进一步地，所述步骤3中非线性饱和函数的表达式为：
[0019][0020]
其中，t表示时间，π为圆周率。
[0021]
与现有技术相比，本发明的优势在于：
[0022]
1、启动过程中，移相角为0
°
，可实现双向可控功率开关器件的零电压开通，减少双向可控功率开关器件的发热；
[0023]
2、高频逆变器采用固定工作频率，不会造成系统的不稳定，降低启动过程中的无功损耗；
[0024]
3、无须增加额外的预充电电路，工程造价低。
附图说明
[0025]
图1为感应耦合能量传输系统的电路拓扑；
[0026]
图2为本发明下高频逆变器的驱动信号示意图；
[0027]
图3为本发明方法实施控制框图；
[0028]
图4为未采用任何软启动方法的发射线圈电流波形；
[0029]
图5为采用本发明方法的发射线圈电流波形；
[0030]
图6为采用本发明方法的高频逆变器在07～0.9ms之间的零电压导通示意图；
[0031]
图7为采用本发明方法的高频逆变器在4.1～4.12ms之间的零电压导通示意图；
[0032]
图8为占空比d按照斜坡上升规律变化时的发射线圈电流波形。
[0033]
图中，1占空比d、2三角载波、3开关函数d、4移相角为0
°
的移相控制，100感应耦合能量传输系统的原边侧、101直流电压源、102高频逆变器、103原边侧损耗等效电阻、104原边补偿电容器、105发射线圈，200感应耦合能量传输系统的副边侧、201接收线圈、202副边补偿电容器、203副边侧损耗等效电阻、204整流滤波电路、205负载，120原边侧发射线圈与副边侧接收线圈之间的互感m。
具体实施方式
[0034]
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。
[0035]
如图1所示，本发明的感应耦合能量传输系统实施例基于串-串型补偿电路，由感应耦合能量传输系统的原边侧100和感应耦合能量传输系统的副边侧200组成。所述感应耦合能量传输系统的原边侧100由直流电压源101、高频逆变器102、原边侧损耗等效电阻103、原边补偿电容器104和发射线圈105组成，所述感应耦合能量传输系统的副边侧200由接收线圈201、副边补偿电容器202、副边侧损耗等效电阻203、整流滤波电路204和负载205组成。所述感应耦合能量传输系统还包括原边侧发射线圈与副边侧接收线圈之间的互感m120。所述高频逆变器102由第一-第四双向可控功率开关器件s1、s2、s3、s4组成，第一-第四双向可控功率开关器件s1、s2、s3、s4的驱动信号分别为g1、g2、g3、g4。所述整流滤波电路由第一-第四二极管d1、d2、d3、d4和滤波电容器组成。所述原边侧的直流电压源101的电压表示为v
dc
，高频逆变器102输出电压表示为v
ab
，发射线圈105电流表示为i
p
，原边侧损耗等效电阻103阻值表示为r
p
，原边补偿电容器104容值c
p
，发射线圈105自感表示为l
p
。副边侧的接收线圈201自感表示为ls，副边补偿电容器202容值表示为cs，副边侧损耗等效电阻203阻值表示为rs，滤波电容器容值表示为co，负载205阻值表示为r，整流滤波电路204输入电压表示为v
cd
，接收线圈201电流表示为is。
[0036]
原边侧的直流电压源101的正、负极分别与第一双向可控功率开关器件s1、第三双向可控功率开关器件s3的集电极和第二双向可控功率开关器件s2、第四双向可控功率开关器件s4的发射极相连接，第一双向可控功率开关器件s1的发射极与第二双向可控功率开关器件s2的集电极相连接作为高频逆变器102的一个输出端，第二双向可控功率开关器件s2的发射极与第四双向可控功率开关器件s4的集电极相连接作为高频逆变器102的另一个输出端。
[0037]
第一二极管d1、第三二极管d3的阴极和第二二极管d2、第四二极管d4的阳极分别与滤波电容器的正、负极相连接，第一二极管d1的阳极和第二二极管d2的阴极相连作为整流滤波电路的一个输入端，第三二极管d3的阳极和第四二极管d4的阴极相连作为整流滤波电路的另一个输入端。
[0038]
如图2所示为本发明下高频逆变器的驱动信号示意图。在开关函数d＝1内，高频逆变器102采用移相角为0
°
的移相控制方法进行工作，在开关函数d＝0内，高频逆变器102停止工作。g1、g2、g3、g4分别为第一-第四双向可控功率开关器件s1、s2、s3、s4的驱动信号。
[0039]
如图3所示为本发明方法实施控制框图。占空比d1按照非线性饱和函数规律变化，占空比d1与三角载波2进行比较，得到开关函数d 3，d＝1表示逻辑高电平，d＝0表示逻辑低电平，结合移相角为0
°
的移相控制4，得到第一-第四双向可控功率开关器件s1、s2、s3、s4的驱动信号g1、g2、g3、g4。
[0040]
图3中的启动时间ts按如下方法进行设计。
[0041]
根据图1中感应耦合能量传输系统的数学模型，得到发射线圈电流i
p
与高频逆变器输出电压v
ab
的比值g
p
的表达式为：
[0042][0043]
式中，s为拉普拉斯微分算子，r
p
、l
p
、c
p
分别为原边侧的损耗等效电阻阻值、发射线圈自感和补偿电容容值，zm为反射阻抗，ω为系统谐振角频率，rs、ls分别为副边侧的损耗等效电阻阻值、接收线圈自感，re为交流等效电阻，m为发射线圈与接收线圈之间的互感，k为发射线圈与接收线圈之间的耦合因数，q1、q2分别为原边侧电路和副边侧电路的品质因数，ζ1、ζ2分别为品质因数q1、q2的倒数。
[0044]
考虑耦合因数k＝0时，发射线圈电流i
p
的单位阶跃响应的表达式为：
[0045][0046]
式中，t为时间，ωd为阻尼振荡频率。
[0047]
发射线圈电流i
p
的实际响应与稳态输出之间的误差的表达式为：
[0048][0049]
其中，i
p
(t)表示t时刻的发射线圈电流，i
p
(∞)表示稳态时的发射线圈电流，δ表示允许的发射线圈电流波动误差范围。
[0050]
原边侧电路的品质因数q1取较高的值，一般q1》100，因此，(ζ1/2)2《《1。取δ＝0.02，于是，根据上式可将系统的启动时间ts进行设定为：
[0051][0052]
图3中关于载波频率f的选取。理论上，载波频率f越大，直流电压源向感应耦合能量传输系统注入能量的过程会更加平滑。但是，载波频率f过大时，会导致双向可控功率开关器件无法正常开通与关断。因此，根据数据手册中关于双向可控功率开关器件的开通时
间tr与关断时间tf，载波频率f满足如下表达式：
[0053][0054]
图3中，非线性饱和函数的表达式为：
[0055][0056]
其中，t表示时间，π为圆周率。
[0057]
在本实施例中，直流电压源电压v
dc
＝100v，测得原边侧发射线圈自感l
p
＝22.14μh，原边补偿电容器容值c
p
＝1.27μf，损耗等效电阻阻值r
p
＝0.033ω，副边侧接收线圈自感ls＝980μh，副边补偿电容器容值cs＝28.7nf，损耗等效电阻阻值rs＝0.495ω，滤波电容器容值co＝1000μf，电阻负载阻值r＝6ω，发射线圈与接收线圈之间的互感m＝15μh。因此，选取启动时间ts＝5.25ms。另外，选取三角载波频率f＝30khz。
[0058]
如图4所示为未采用任何软启动控制时的发射线圈电流波形，启动冲击电流可达281a。
[0059]
如图5所示为采用本发明方法的发射线圈电流波形，在启动时间ts内，启动电流最高为41.4a，相比未加软启动控制的感应耦合能量传输系统，原边启动电流降低了将近7倍。
[0060]
如图6为采用本发明方法的高频逆变器在0.7～0.9ms之间的零电压导通示意图，如图7所示为采用本发明方法的高频逆变器在4.1～4.12ms之间的零电压导通示意图。高频逆变器在启动过程中实现了零电压导通，可减少启动过程中的开关损耗。
[0061]
如图8为占空比d按照斜坡上升规律变化时的发射线圈电流波形。在启动时间ts内，启动电流抑制效果与占空比d按照非线性饱和函数规律变化的抑制效果一致。但是启动时间ts后，系统需要经过一定的振荡才会达到稳态。
[0062]
综上所述，采用本发明的启动冲击电流抑制方法可以有效抑制感应耦合能量传输系统启动过程中的冲击电流，有效地解决了启动过程中可能会产生的双向可控功率开关器件发热或无功损耗问题，工程造价低。同时相比占空比d按照斜坡上升规律变化时，系统无振荡就可以到达稳态，控制效果更优。
[0063]
本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。