一种高功率密度数字控制车载充电逆变一体机

1.本发明涉及一种高功率密度数字控制车载充电逆变一体机，属于电力电子技术领域。


背景技术：

2.汽车电子化是汽车技术发展进程中的一次革命，是衡量汽车技术水平的重要标志。随着经济社会的蓬勃发展，人们对于驾驶舒适性和便利性提出了进一步的要求。用户在车辆的使用过程中会加装大量的车载用电设备，导致电能占整车能量消耗的比重增大，为提高车辆的燃油经济性，减少车辆的尾气排放污染，保证车载设备持续、安全、可靠地运行，具有供电形式多样化的车载电源系统应运而生。车载电源系统主要分为发电、储能和用电系统三部分，其中，储能电池作为连接电网与车载用电负荷之间的桥梁，其充放电控制均依赖于ac-dc变换器的设计，因此，设计具有能量双向流动的充电逆变一体机，是当前车载电源系统的研究热点之一。
3.根据功率变换级数，ac-dc变换器可分为单级式和双级式。单级式变换器仅有一级ac-dc电路，通常采用带有工频变压器的隔离型拓扑，结构简单、体积大、重量大、安全性高；两级式变换器包括前级ac-dc电路和后级dc-dc电路，体积小、但控制策略复杂。
4.传统的充电逆变一体机在结构上将两个独立的充电电路和逆变电路封装在一个模块内，充电电路与逆变电路相互独立，具有控制简单、模块数量多、功率密度低等特点；在控制上采用模拟控制，但控制精度低、温漂现象和成本高。随着变换器功率等级的不断提升和集成电路的飞速发展，高功率密度和数字化控制成为充电逆变一体机当前的主要发展方向。为进一步提高变换器的工作效率，传统的同步整流控制方式多从硬件电路入手进行改进，通过增加控制芯片数量或利用变压器绕组，增加了设计成本的，且电路中的寄生参数也会对控制时序造成影响。
5.本发明提供了一种高功率密度数字控制车载充电逆变一体机，在结构上，采用两级式双向ac-dc变换器，实现充电电路和逆变电路的拓扑整合，提高一体机的功率密度；在控制上，采用分布式数字控制策略，将两级变换器在控制系统上完全解耦，保证一体机始终工作在单位功率因数下；低压端同步整流控制方法采用数字驱动控制，该方法能够在不需要增加额外检测电路的前提下，实现低压端同步整流管的控制，提高一体机的工作效率。


技术实现要素：

6.本发明的目的是为了解决上述现有技术存在的传统充电逆变一体机的充电电路和逆变电路各自独立，结构上不共用的问题，进而提供一种高功率密度数字控制车载充电逆变一体机，该装置能够实现电池能量的双向流动，相比于传统充电逆变一体机，提高了功率器件利用率、变换器功率密度和工作效率，并能实现单位功率因数。
7.本发明的目的是通过以下技术方案实现的：
8.一种高功率密度数字控制车载充电逆变一体机，包括双向ac-dc变换器、双向隔离
型dc-dc谐振变换器、模式切换单元、采样单元和控制器，储能电池与双向隔离型dc-dc谐振变换器低压端相连；双向ac-dc变换器直流端与双向隔离型dc-dc谐振变换器的高压端相连；双向ac-dc变换器交流端通过模式切换单元与电网和交流负载相连；所述采样单元与电网、双向ac-dc变换器的交流端和直流端、双向隔离型dc-dc谐振变换器的高压端和低压端相连；控制器输入端与采样单元相连，控制器输出端与双向ac-dc变换器、双向隔离型dc-dc谐振变换器以及模式切换单元相连。
9.本发明所述的一种高功率密度数字控制车载充电逆变一体机，提高功率因数和工作效率的数字控制方法为：采用基于dsp的分布式数字控制策略，对前级双向ac-dc变换器和后级双向隔离型dc-dc谐振变换器进行分别控制，在充电模式下采用电压电流双闭环控制，实现交流侧单位功率因数和电池侧恒压恒流的阶段式充电，在逆变模式下采用单电压控制，输出稳定交流纯正弦电压；另一方面为提高工作效率，对于后级双向隔离型dc-dc变换器，利用功率开关管代替整流二极管，并根据开关频率与谐振频率的关系直接输出同步整流驱动信号，无需增加额外硬件电路，实现同步整流的精准控制。本发明采用了一种两级式双向ac-dc变换器的拓扑结构，并针对该结构提出了一种全数字控制方法代替传统的模拟控制，提高了控制的灵活性、可靠性和稳定性，降低了控制电路成本。本发明采用分布式数字控制策略，对两级变换器进行独立控制，并通过比较开关频率与谐振频率的关系得出整流管驱动信号，无需在硬件上设计单独的检测电路，简化了变换器的硬件电路设计，实现数字化同步整流控制。
10.由于采用以上技术方案，本发明比现有技术具有以下有益效果：
11.1)本发明与传统一体机相比减小了变换器数量，降低了硬件电路的设计成本，提高了功率密度，功率器件利用率高、控制方法灵活准确。
12.2)本发明与传统一体机相比减少了同步整流检测控制电路，根据开关频率与谐振频率的关系计算同步整流管的导通时间，实现充电逆变一体机低压端同步整流的精准控制，有效提高了变换器的功率因数、功率密度和工作效率。
13.3)本发明与与传统一体机相比能够有效提高充电模式下交流侧的功率因数，实现功率因数≥0.99，同时可有效降低交流输入电流的thd值至0.8％以下，提高了变换器的电能质量。
附图说明
14.图1为本发明中一种高功率密度数字控制车载充电逆变一体机的结构框图；
15.图2为本发明中一种高功率密度数字控制车载充电逆变一体机的模式切换单元结构框图；
16.图3为本发明中一种高功率密度数字控制车载充电逆变一体机的控制器框图；
17.图4为本发明中一种高功率密度数字控制车载充电逆变一体机的充电控制框图；
18.图5为本发明中一种高功率密度数字控制车载充电逆变一体机的逆变控制框图；
19.图6为本发明中一种高功率密度数字控制车载充电逆变一体机的模式切换控制流程图；
20.图7为本发明中一种高功率密度数字控制车载充电逆变一体机的同步整流控制流程图。
具体实施方式
21.下面将结合附图对本发明做进一步的详细说明：本实施例在以本发明技术方案为前提下进行实施，给出了详细的实施方式，但本发明的保护范围不限于下述实施例。
22.如图1至图7所示，本实施例所涉及的一种高功率密度数字控制车载充电逆变一体机，包括：双向ac-dc变换器、双向隔离型dc-dc谐振变换器、模式切换单元、采样单元和控制器；
23.其中，储能电池与双向隔离型dc-dc谐振变换器低压端相连；双向ac-dc变换器直流端与双向隔离型dc-dc谐振变换器的高压端相连；双向ac-dc变换器交流端通过模式切换单元与电网和交流负载相连；所述采样单元与电网、双向ac-dc变换器的交流端和直流端、双向隔离型dc-dc谐振变换器的高压端和低压端相连；控制器输入端与采样单元相连，控制器输出端与双向ac-dc变换器、双向隔离型dc-dc谐振变换器以及模式切换单元相连。
24.所述模式切换单元由三个继电器rly1、rly2、rly3和一个软启动电阻r构成。
25.所述采样单元包括电网输入电压采样，双向ac-dc变换器交流端电压和电流采样、母线电压采样以及双向隔离型dc-dc谐振变换器低压端的电压和电流采样。
26.所述控制器包括充电控制和逆变控制；充电控制包括ac-dc直流电压环和交流电流环调节单元、dc-dc电压环和电流环调节单元、同步整流控制单元；ac-dc直流电压环调节单元根据直流母线电压期望值、直流母线电压实际值和电网电压，计算出双向ac-dc变换器电感电流期望值，ac-dc交流电流环调节单元根据电感电流期望值和双向ac-dc变换器电感电流实际值生成双向ac-dc变换器的控制信号，控制交流电感电流跟踪电网电压相位以及直流母线电压稳定；dc-dc电压环调节单元与dc-dc变换器电流环调节单元并联，实现变换器对储能电池恒压恒流的阶段式充电；低压端同步整流控制单元根据开关频率与谐振频率的关系生成整流管的驱动信号，控制双向dc-dc变换器低压端开关管实现同步整流；逆变模式控制包括dc-dc电压环调节单元和ac-dc交流电压环调节单元；dc-dc电压环调节单元根据直流母线电压期望值控制双向dc-dc变换器输出直流稳定，ac-dc变换器交流电压环调节单元根据交流电压期望值控制双向ac-dc变换器输出交流稳定。
27.所述充电控制的ac-dc直流电压环和交流电流调节单元通过采样单元采集高压直流母线的直流电压u
hv-1
，与母线电压基准u
hv-1*
进行比较，得出高压直流母线输出的误差δu
hv-1
，经pi控制器调节后输出电感电流幅值的基准值i
l*
与电网采样电压u
grid
相乘得出电感电流基准值i
l*
，电感电流i
l
与i
l*
进行比较，得到电感电流误差δi
l
，经pi控制器调节后输出占空比d1，控制双向ac-dc变换器开关管工作状态，以到达功率因数校正和高压直流母线输出电压稳定的目的。
28.所述充电控制的dc-dc电压环和电流环调节单元通过采样单元采集储能电池电压u
bat
，与恒压充电电压基准值u
bat*
比较得到电压误差δu
bat
，经pi控制器调节后输出频率fv；采集的储能电池电流i
bat
与充电电流基准值i
bat*
进行比较，得到电流误差δi
bat
，经pi控制器调节后输出频率fi；频率fv与频率fi进行比较，选取较小的频率作为开关频率f
s-1
，并以0.5占空比控制双向dc-dc变换器开关管工作状态，以达到对储能电池恒流充电和恒压充电自动切换的目的。
29.所述充电控制的低压端同步整流控制单元通过对开关频率f
s-1
与谐振频率fr进行比较，得出双向dc-dc变换器低压端开关管的驱动控制信号，当f
s-1
≥fr时，低压端整流管驱
动控制信号与高压端开关管相同；当f
s-1
＜fr时，低压端整流管与高压端开关管同时导通，导通时间为谐振周期tr的1/2。
30.所述逆变控制的dc-dc电压环调节单元通过采样单元采集直流母线电压u
hv-2
，与直流母线电压基准u
hv-2*
进行比较，得出直流母线电压的误差δu
hv-2
，经pi控制器调节后输出开关频率f
s-2
，并以0.5占空比控制双向dc-dc变换器开关管工作状态，以达到稳定高压直流母线输出电压的目的。
31.所述逆变控制的ac-dc电压环调节单元通过采样单元采集双向ac-dc变换器逆变输出电压uo，与输出电压基准u
o*
进行比较，得到输出电压的误差δuo，经pi控制器调节后输出调制比m，输出spwm信号，控制双向ac-dc变换器开关管工作状态，得到输出电压稳定、谐波含量低的正弦波。
32.具体实施方式一：下面结合图1说明本实施方式所述的一种高功率密度数字控制车载充电逆变一体机的结构，它包括双向ac-dc变换器、双向隔离型dc-dc谐振变换器、模式切换单元、采样单元和控制器五部分。其中，电网/交流负载经模式切换单元与双向ac-dc变换器交流端相连，双向ac-dc变换器的直流端与双向隔离型dc-dc谐振变换器高压端相连，双向隔离型dc-dc谐振变换器低压端与储能电池相连；采样单元采集双向ac-dc变换器交流侧电压和电流、储能电池电压和电流、电网输入电压以及直流母线电压，将采集到的信号输出给控制器，控制器判断工作模式并输出驱动信号，分别控制双向ac-dc变换器和双向隔离型dc-dc变换器。
33.具体实施方式二：下面结合图2说明本实施方式所述的一种高功率密度数字控制车载充电逆变一体机的模式切换单元，它包括三个继电器rly1、rly2、rly3和一个软启动电阻r。当rly3闭合，其他开关断开时，充电逆变一体机进入逆变工作模式，将储能电池电压转换为稳定的正弦交流电压，为交流负载供电；当rly1和rly3闭合，rly2断开时，充电逆变一体机进入充电工作模式，将电网交流电转换为直流电，为储能电池充电；当rly1和rly2闭合，rly3断开时，充电逆变一体机进入软启动工作模式，电阻r接入，充电逆变一体机以小电流为直流母线滤波电容充电，若直流母线电压达到阈值，rly3闭合，rly2断开，充电逆变一体机进入充电工作模式。
34.具体实施方式三：下面结合图3说明本实施方式所述的一种高功率密度数字控制车载充电逆变一体机的控制器。控制器作为控制核心，综合协调充电逆变一体机运行，包括模式切换控制、充电控制和逆变控制三部分。模式切换控制能够根据交流侧输入端电压的变化调整模式切换开关的控制信号，实现充电逆变一体机充电模式和逆变模式的自动切换。
35.充电控制包括ac-dc直流电压环和交流电流环调节单元、dc-dc电压环和电流环调节单元以及同步整流控制单元。ac-dc直流电压环和交流电流环调节单元能够根据电网输入电压的波动随时调整双向ac-dc变换器开关器件的占空比，实现双向ac-dc变换器交流侧单位功率因数和直流母线输出电压稳定；
36.dc-dc电压环和电流环调节单元根据储直流母线电压和储能电池电压的变化随时调整双向dc-dc变换器的开关频率，实现恒压充电和恒流充电的自动切换；同步整流控制单元根据开关频率的变化调整双向dc-dc变换器低压侧整流管的导通时间，实现同步整流精确控制。
37.逆变控制包括dc-dc电压环调节单元和ac-dc电压环调节单元。dc-dc电压环调节单元能够根据储能电池电压的变化随时调整双向dc-dc变换器的开关频率，实现双向dc-dc变换器的输出直流母线电压稳定；ac-dc交流电压环调节单元能够根据负载的运行情况以及母线电压的波动随时调整双向ac-dc变换器的工作状态以及开关管的占空比，实现双向ac-dc变换器输出稳压同时降低输出电压谐波含量；
38.具体实施方式四：下面结合图4说明本实施方式所述的一种高功率密度数字控制车载充电逆变一体机的充电控制方法。采样环节采集高压直流母线的直流电压与直流母线电压值做差，将差值作为ac-dc电压环调节单元的输入，计算后与电网电压相乘输出交流输入电流期望值，将交流输入电流期望值与交流输入电流做差，将差值作为ac-dc电流环调节单元的输入，计算生成双向ac-dc变换器控制信号；将恒压模式充电电压与储能电池电压做差，将差值作为dc-dc电压环调节单元的输入，将恒流模式充电电流与储能电池电流做差，将差值作为dc-dc电流环调节单元的输入，比较两个调节单元的输出，选取最小值作为双向dc-dc变换器的开关频率，生成带有死区、占空比为0.5的开关管控制信号；将开关频率输入同步整流控制单元，生成双向dc-dc变换器低压侧同步整流管的控制信号。
39.本实施方式所述的一种高功率密度数字控制车载充电逆变一体机的充电控制方法具体为：
40.s1.获取直流母线电压期望值u
hv-1*
、直流母线输出电压u
hv-1
、输入侧电网电压u
grid
，电感电流i
l
，恒压模式充电电压u
bat*
，恒流模式充电电流i
bat*
，储能电池电压u
bat
，储能电池电流i
bat
，谐振频率fr；
41.s2.将所述直流母线电压期望值u
hv-1*
减去直流母线电压u
hv-1
，得到直流母线电压输出误差信号δu
hv-1
，即δu
hv-1
＝u
hv-1*-u
hv-1
；
42.s3.将步骤s2中得到的直流母线电压输出误差信号δu
hv-1
输入到比例积分控制器中得到电感电流的幅值期望值i
l*
；
43.s4.将步骤s3中得到的电感电流幅值期望值i
l*
与交流侧电网电压u
grid
相乘，得到电感电流期望值i
l*
，即i
l*
＝i
l*
×ugrid
；
44.s5.将步骤s4中得到的电感电流期望值i
l*
减去电感电流i
l
，得到电感电流误差信号δi
l
，即δi
l
＝i
l*-i
l
；
45.s6.将步骤s5中得到的电感电流误差信号δi
l
输入到比例积分控制器中得到占空比d1；
46.s7.将步骤s6中得到的占空比d1与载波进行比较，获得双向ac-dc变换器开关控制信号，开关控制信号控制双向ac-dc变换器中功率开关的通断动作；
47.s8.将所述恒压模式充电电压期望值u
bat*
减去储能电池电压u
bat
，得到充电电压误差信号δu
bat
，即δu
bat
＝u
bat*-u
bat
；
48.s9.将步骤s8中得到的充电电压误差信号δu
bat
输入到比例积分控制器中得到频率fv；
49.s10.将所述恒流模式充电电流期望值i
bat*
减去储能电池充电电流i
bat
，得到充电电流误差信号δi
bat
，即δi
bat
＝i
bat*-i
bat
；
50.s11.将步骤s8中得到的充电电流误差信号δi
bat
输入到比例积分控制器中得到频率fi；
51.s12.将步骤s9中得到的频率fv与步骤s11中得到的频率fi比较，选取最小值输出，得到开关频率f
s-1
；
52.s13.将0.5占空比与频率为f
s-1
的载波进行比较，获得双向dc-dc变换器开关控制信号，开关控制信号控制双向dc-dc变换器中功率开关的通断动作。
53.s14.将所述谐振频率fr与步骤s12中得到的开关频率f
s-1
比较，当f
s-1
≥fr时，低压端整流管驱动控制信号与高压端开关管相同；当f
s-1
＜fr时，低压端整流管与高压端开关管同时导通，导通时间为谐振周期tr的1/2。
54.具体实施方式五：下面结合图5说明本实施方式所述的一种高功率密度车载充电逆变一体机的逆变控制方法。将直流母线电压期望值与直流母线电压值做差，将差值作为dc-dc电压环调节单元的输入，计算生成双向dc-dc变换器控制信号；将交流侧输出电压期望值与交流侧输出电压做差，将差值作为ac-dc电压环调节单元的输入，计算生成双向ac-dc变换器控制信号。
55.本实施方式所述的一种高功率密度车载数字控制充电逆变一体机的逆变控制方法具体为：
56.s1.获取直流母线电压期望值u
hv-2*
、直流母线输出电压u
hv-2
、交流输出电压期望值u
o*
、交流输出电压uo；
57.s2.将所述直流母线电压期望值u
hv-2*
减去直流母线电压u
hv-2
，得到直流母线电压误差信号δu
hv-2
，即δu
hv-2
＝u
hv-2*-u
hv-2
；
58.s3.将步骤s2中得到的直流母线电压误差信号δu
hv-2
输入到比例积分控制器中得到得到开关频率f
s-2
；
59.s4.将0.5占空比与频率为f
s-2
的载波进行比较，获得双向dc-dc变换器开关控制信号，开关控制信号控制双向dc-dc变换器中功率开关的通断动作
60.s5.将所述交流输出电压期望值u
o*
减去交流输出电压uo得到输出电压误差信号δuo，即δuo＝u
o*-uo；
61.s6.将步骤s5中得到的交流输出电压误差信号δuo输入比例积分控制器中得到调制比m；
62.s7.将步骤s6中得到的调制比m与载波进行比较，获得双向ac-dc变换器开关控制信号，开关控制信号控制双向ac-dc变换器中功率开关的通断动作。
63.具体实施方式六：下面结合图6说明本实施方式所述的一种高功率密度数字控制车载充电逆变一体机的模式切换控制方法。首先将采样单元采集的交流输入端电压取绝对值，并计算|u
grid
|一个周期内平均值；其次判断交流输入端有无电网电压接入：若无电压接入，断开继电器rly1和rly2、闭合继电器rly3，变换器进入逆变模式。若有电压接入，闭合rly1，判断母线电压u
hv
是否达到阈值0.5u
hv*
，若未达到阈值，断开继电器rly3，闭合继电器rly2，变换器进入充电软启动模式；若达到阈值，闭合继电器rly3，断开继电器rly2，变换器进入充电模式。
64.具体实施方式七：下面结合图7说明本实施方式所述的一种高功率密度数字控制车载充电逆变一体机的同步整流控制方法。首先判断双向dc-dc变换器的开关频率f
s-1
与谐振频率fr的关系；若f
s-1
≥fr，整流侧开关管的驱动信号与主开关管驱动信号相同，即to＝0.5/ts；若f
s-1
＜fr，整流侧开关管与主开关管同时导通，导通时间为谐振周期tr的1/2，即to＝0.5/tr。
65.以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，这些具体实施方式都是基于本发明整体构思下的不同实现方式，而且本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求书的保护范围为准。