一种可自动均流的集成式共谐振单元多相并联谐振变换器

1.本发明涉及电力电子变换器技术领域，特别涉及一种可自动均流的集成式共谐振单元多相并联谐振变换器。


背景技术：

2.近年来，电力电子系统中的变换器正朝着大功率、集成化、低成本、高功率密度以及高效率等方向发展。谐振变换器具备电气隔离、易于实现软开关控制、效率高等诸多优点，并能通过并联组合实现多重模块化方案，已发展成为新能源发电、电动汽车、航空航天、不间断电源、直流配电系统等场合的大功率并联开关电源的核心拓扑之一。在低压大电流场合，通过将多相谐振变换器并联可以有效提升系统功率容量，降低功率管应力，因此被广泛应用。然而，在实际电路中，各模块的谐振电感和谐振电容等参数无法保证完全一致，会导致各模块的输出电流的不均衡，从而引发部分模块电流应力过高等严重问题。为了解决上述问题，中国实用新型专利：授权号：cn 212518795 u提出了一种基于全耦合电感器的可自动均流的多相并联谐振变换器，然而耦合电感的加入会增加系统的成本和体积，降低功率密度。中国发明专利：公布号：cn 111585442 a提出了一种可自动均流的多相并联谐振变换器，通过将每一相谐振变换器的谐振变压器副边多绕组变压器串联实现多相模块的自动均流，但该方法副边的多绕组同样增加了系统的体积和成本。ieee transactions on power electronics期刊于2017年第32卷第9期论文《a passive current sharing method with common inductor multiphase llc resonant converter》提出了一种共电感无源均流方法，通过两相谐振变换器的谐振电感并联一定程度上提高了系统的均流性能，但是谐振电容的参数差异导致了两相模块的均流误差仍然较大，另外该方法的显著缺点是并联谐振变换器的各模块谐振电流和二极管电流互相拉扯，负载特性非常差。


技术实现要素：

3.针对现有技术缺陷，本专利提供了可自动均流的集成式共谐振单元多相并联谐振变换器；通过将各相模块的谐振电感和谐振电容同时并联，可以同时消除各相模块参数差异对系统均流性能的影响；具有结构合理、实现方便、通用性好，系统集成度高、成本低等诸多优点。
4.为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：
5.一种可自动均流的集成式共谐振单元多相并联谐振变换器，包括：
6.第一相谐振变换器p
l
，包括第一谐振变压器t1、并联在第一谐振变压器t1中原边绕组n
p1
一侧的第一等效励磁电感l
m1
、第一整流电路r1和第一开关电路s1；
7.所述第一开关电路s1具有输入端口1-1和输出端口1-2，所述第一整流电路r1具有输入端口1-3和输出端口1-4；
8.第二相谐振变换器p2，包括第二开关电路s2、第二谐振变压器t2、并联在第二谐振变压器t2中原边绕组n
p2
一侧的第二等效励磁电感l
m2
、第二整流电路r2和第二开关电路s2；
9.所述第二开关电路s2具有输入端口2-1和输出端口2-2，所述第二整流电路r2具有输入端口2-3和输出端口2-4；
10.所述第一开关电路s1的所述输出端口1-2和所述第二开关电路s2的所述输出端口2-2同时连接一个集成式共谐振单元lc的p 端，所述集成式谐振单元lc由谐振电感l和谐振电容c串联组成；所述第一谐振变压器t1和所述第一谐振变压器t2的同名端同时与所述集成式共谐振单元lc的n 端连接，所述第一相谐振变换器p
l
与所述第二相谐振变换器p2同时与集成式共谐振单元lc连接；
11.所述第一相谐振变换器p
l
和所述第二相谐振变换器p2公用一个集成式共谐振单元lc，等效到第一相谐振变换器p
l
的谐振电感和所述第二相谐振变换器p2的谐振电感分别为l
r1
和l
r2
，等效后第一相谐振变换器p
l
的谐振电感感l
r1
和第二相谐振变换器p2的谐振电感l
r2
表达式为：
[0012][0013]
式中，l
r1
＝l
r2
；
[0014]
所述第一相谐振变换器p
l
和所述第二相谐振变换器p2公用一个集成式共谐振单元lc，等效到第一相谐振变换器p
l
的谐振电容和第二相谐振变换器p2的谐振电容分别为c
r1
和c
r2
，等效后第一相谐振变换器p
l
的谐振电容c
r1
和第二相谐振变换器p2的谐振电容c
r2
表达式为：
[0015][0016]
式中，c
r1
＝c
r2
。
[0017]
优选的，所述第一开关电路s1与所述第二开关电路s2的开关时序相同；在同一时刻，所述第一相谐振变换器p
l
和第二相谐振变换器p2变换器电流方向相同。
[0018]
优选的，所述第一开关电路s1和所述第二开关电路s2能是半桥电路或者全桥电路；
[0019]
所述第一整流电路r1和所述第二整流电路r2能是半波整流电路、全波整流电路、全桥整流电路以及倍压整流电路。
[0020]
优选的，还包括第一谐振腔和第二谐振腔；
[0021]
所述第一谐振腔由3个以上所述第一相谐振变换器p
l
以串联、并联形式组成的多谐振网络；
[0022]
所述第二谐振腔由3个以上所述第二相谐振变换器p2以串联、并联形式组成的多谐振网络。
[0023]
与现有技术相比，本发明的有益效果是：
[0024]
1.本发明通过利用第一相谐振变换器p
l
和第二相谐振变换器p2同时公用一个集成式谐振单元lc，避免了第一相谐振变换器p
l
和第二相谐振变换器p2的谐振电感和谐振电容参数不匹配导致的均流性能的差的问题，可自动实现多相模块的均流。
[0025]
2.所有的第一开关电路s1和第二开关电路s2开关时序相同，不会影响到多相并联谐振变换器的工作原理的分析和参数设计。所提供的方案没有引入任何额外的电路器件，也不需要加入复杂的控制方法。
附图说明
[0026]
为了更清楚地说明本发明具体实施方式或现有技术中的技术方案，下面将对具体实施方式或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施方式，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
[0027]
图1为本发明提供的一种可自动均流的集成式共谐振单元多相并联谐振变换器结构示意图；
[0028]
图2为本发明提供的一种可自动均流的集成式共谐振单元多相并联谐振变换器实施例一；
[0029]
图3是传统的多相并联谐振变换器电路拓扑；
[0030]
图4为未采用本发明方法时，传统的多相并联谐振变换器谐振电流i
lr1
、i
lr2
实验波形；
[0031]
图5为为采用本发明方法时，谐振电流i
lr1
、i
lr2
实验波形；
[0032]
图6是未采用本发明方法时，传统的多相并联谐振变换器整流二极管i
d1
、i
d2
实验波形；
[0033]
图7是为采用本发明方法时，整流二极管i
d1
、i
d2
实验波形。
[0034]
图中：vin，vo是多相并联谐振变换器的输入输出电压。i
lr1
、i
lr2
是各相变换器的谐振电感电流。i
d1
、i
d2
为多相并联谐振变换器各相模块的整流二极管电流。
具体实施方式
[0035]
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
[0036]
请参阅图1至图7，本发明提供一种技术方案：
[0037]
一种可自动均流的集成式共谐振单元多相并联谐振变换器，包括：
[0038]
第一相谐振变换器p
l
，包括第一谐振变压器t1、并联在第一谐振变压器t1中原边绕组n
p1
一侧的第一等效励磁电感l
m1
、第一整流电路r1和第一开关电路s1；
[0039]
第一开关电路s1具有输入端口1-1和输出端口1-2，第一整流电路r1具有输入端口1-3和输出端口1-4；
[0040]
第二相谐振变换器p2，包括第二开关电路s2、第二谐振变压器t2、并联在第二谐振变压器t2中原边绕组n
p2
一侧的第二等效励磁电感l
m2
、第二整流电路r2和第二开关电路s2；
[0041]
第二开关电路s2具有输入端口2-1和输出端口2-2，第二整流电路r2具有输入端口2-3和输出端口2-4；
[0042]
第一开关电路s1的输出端口1-2和第二开关电路s2的输出端口2-2同时连接一个集成式共谐振单元lc的p 端，集成式谐振单元lc由谐振电感l和谐振电容c串联组成；第一谐振变压器t1和第一谐振变压器t2的同名端同时与集成式共谐振单元lc的n 端连接，第一相谐振变换器p
l
与第二相谐振变换器p2同时与集成式共谐振单元lc连接；
[0043]
第一相谐振变换器p
l
和第二相谐振变换器p2公用一个集成式共谐振单元lc，等效
到第一相谐振变换器p
l
的谐振电感和第二相谐振变换器p2的谐振电感分别为l
r1
和l
r2
，等效后第一相谐振变换器p
l
的谐振电感感l
r1
和第二相谐振变换器p2的谐振电感l
r2
表达式为：
[0044][0045]
式中，l
r1
＝l
r2
；
[0046]
第一相谐振变换器p
l
和第二相谐振变换器p2公用一个集成式共谐振单元lc，等效到第一相谐振变换器p
l
的谐振电容和第二相谐振变换器p2的谐振电容分别为c
r1
和c
r2
，等效后第一相谐振变换器p
l
的谐振电容c
r1
和第二相谐振变换器p2的谐振电容c
r2
表达式为：
[0047][0048]
式中，c
r1
＝c
r2
。
[0049]
通过上述方法后等效到各模块的谐振电感和谐振电容参数将相同，从而消除了各相模块谐振参数差异带来的均流误差问题，实现两相模块的自动均流；
[0050]
所提出的方法不依赖于任何有源元件，不依赖于耦合电感，两相模块通过公用一个集成式谐振单元可以减小系统的谐振元件数量和体积，并且可以实现自动均流；
[0051]
作为本发明的一种具体实施方式，第一开关电路s1与第二开关电路s2的开关时序相同；在同一时刻，第一相谐振变换器p
l
和第二相谐振变换器p2变换器电流方向相同。
[0052]
作为本发明的一种具体实施方式，第一开关电路s1和第二开关电路s2能是半桥电路或者全桥电路；
[0053]
第一整流电路r1和第二整流电路r2能是半波整流电路、全波整流电路、全桥整流电路以及倍压整流电路。
[0054]
作为本发明的一种具体实施方式，还包括第一谐振腔和第二谐振腔；
[0055]
第一谐振腔由3个以上第一相谐振变换器p
l
以串联、并联形式组成的多谐振网络；
[0056]
第二谐振腔由3个以上第二相谐振变换器p2以串联、并联形式组成的多谐振网络。
[0057]
一种可自动均流的集成式共谐振单元多相并联谐振变换器可以拓展到三相以上的并联谐振变换器应用场景；
[0058]
图2为本发明提供的一种可自动均流的集成式共谐振单元多相并联谐振变换器实施例一。图3是传统的多相并联谐振变换器电路拓扑。图4为未采用本发明方法时，传统的多相并联谐振变换器谐振电流i
lr1
、i
lr2
实验波形。图5为采用本发明方法时，谐振电流i
lr1
、i
lr2
实验波形。图6是未采用本发明方法时，传统的多相并联谐振变换器整流二极管i
d1
、i
d2
实验波形。图7是为采用本发明方法时，整流二极管i
d1
、i
d2
实验波形，
[0059]
由附图4可见，传统的多相并联谐振变换器i
lr1
、i
lr2
实验波形差别巨大，非常的不均衡，谐振电流误差为36.4％。而采用本发明时，多相并联谐振变换器i
lr1
、i
lr2
实验波形差别非常小，均流误差为1.1％。
[0060]
由附图5可见传统的多相并联谐振变换器i
d1
、i
d2
实验波形差别巨大，非常的不均衡，均压误差达到了90.1％。而采用本发明时，多相并联谐振变换器i
d1
、i
d2
实验波形差别非常小，均流误差为1.2％。
[0061]
实验参数为：输入电压vin＝400v，输出电压vo＝24v，负载480w；匝数比n＝34:8，谐振电感lr＝60μh，励磁电感lm＝0.571mh，谐振电容cr＝47nf，开关频率fs＝100khz；
[0062]
最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。