一种不对称多模式变频宽输出LLC变换器及设计方法

一种不对称多模式变频宽输出llc变换器及设计方法
技术领域
1.本发明属于隔离dc-dc功率变换器技术领域，具体涉及一种不对称多模式变频宽输出llc变换器，还涉及一种不对称多模式变频宽输出llc变换器的设计方法。


背景技术：

2.llc谐振变换器具有在全负载范围内实现一次侧开关管零电压开通、二次侧二极管零电流关断等优势。目前传统llc变换器应用在led驱动器、电池充电器和可再生电力系统等宽输出电压场合时，基于谐振元件的特性，目前大多数通过变频控制调节的谐振变换器的归一化增益在1.5以内，否则其开关频率必须在很宽的范围内摆动并偏离谐振频率而导致系统整体效率降低。因此，由于传统llc变换器增益范围受限于谐振槽的特性，难以通过调频兼顾宽输出与高效率。


技术实现要素：

3.针对背景技术存在的问题，本发明提供一种不对称多模式变频宽输出llc变换器，还提供一种不对称多模式变频宽输出llc变换器的设计方法。通过改变一次侧逆变电路ⅰ开关管的工作组合，来改变双llc谐振槽ⅱ的工作模式从而获得宽输出电压范围；与此同时，第一隔离变压器t1与第二隔离变压器t2匝数比的不对称关系（n1=2n2）使得变换器在变频控制下调节增益范围在1.5以内，避免开关频率调节范围过宽而远离谐振频率导致整体效率下降。
4.为解决上述技术问题，本发明采用如下技术方案：一种不对称多模式变频宽输出llc变换器，包括第一开关管、第二开关管、第三开关管、以及第四开关管，第一开关管的漏极和第二开关管的漏极相连并与输入直流源的正极连接，第一开关管的源极、第三开关管的漏极、以及第一输出接口相连，第二开关管的源极、第四开关管的漏极以及第二输出接口相连，第三开关管的源极、第四开关管的源极、输入直流源的负极以及第三输出接口相连接；第一输出接口与第一谐振电容一端相连，第一谐振电容另一端与第一谐振电感一端相连，第一谐振电感另一端与第一励磁电感一端以及第一隔离变压器的一次侧同名端相连，第一隔离变压器的一次侧异名端、第一励磁电感的另一端、第二励磁电感一端、第二隔离变压器的一次侧同名端、以及第二输出接口相连，第二隔离变压器的一次侧异名端、第二励磁电感的另一端以及第二谐振电感一端相连，第二谐振电感另一端与第二谐振电容一端相连，第二谐振电容的另一端连接于第三输出接口；第一隔离变压器二次侧的同名端与第一整流二极管的阴极以及第三二极管的阳极相连，第一储能电容一端连接于第一隔离变压器二次侧的异名端，第一储能电容另一端分别与第一整流二极管的阳极、第二整流二极管的阴极、以及第二隔离变压器二次侧的异名端相连，第二储能电容一端连接于第二隔离变压器二次侧的同名端，第二储能电容另一端连接于第二整流二极管的阳极；输出电容与负载并联后的两端分别与第三二极管的阴极和第二整流二极管的阳极相连。
5.如上所述第一隔离变压器的一次侧绕组与二次侧绕组匝数比和第二隔离变压器的一次侧绕组与二次侧绕组匝数比分别为n1和n2，n1=2n2。
6.如上所述第一谐振电容和第二谐振电容的电容值相同，第一谐振电感和第二谐振电感的电感值相同，第一励磁电感和第二励磁电感的电感值相同。
7.在第一模式 v1下，第一开关管和第二开关管常开，第三开关管和第四开关管互补导通；在第二模式 v2下，第一开关管常闭，第二开关管常开，第三开关管和第四开关管互补导通；在第三模式 v3下，第一开关管与第三开关管互补导通，第二开关管与第四开关管互补导通，第二开关管与第三开关管同步导通。
8.一种不对称多模式变频宽输出llc变换器的设计方法，包括以下步骤：步骤1、由第一模式 v1谐振点处的输出电压可得出，v
in
为直流源的直流输入电压，vo为输出负载r的电压，根据n2基于以下两个不等式确定n1，其中，n1为第一隔离变压器t1的一次侧绕组与二次侧绕组匝数比，n2为第二隔离变压器t2的一次侧绕组与二次侧绕组匝数比；步骤2、选取k和品质因数q2，k为第二励磁电感l
m2
与第二谐振电感l
r2
的比值，步骤3、计算出特征阻抗zr，交流等效阻抗，，其中，r为输出负载；步骤4、计算谐振参数，，，，其中，l
r1
和l
r2
分别为第一谐振电感的电感值和第二谐振电感的电感值，l
m1
和l
m2
分别为第一励磁电感和第二励磁电感的电感值，c
r1
和c
r2
分别为第一谐振电容和第二谐振电容的电容值，fr为谐振频率；步骤5、若，则参数满足要求；否则，重新选取k和q2，返回步骤3；其中，td为死区时间；c
oss
为开关管的寄生电容。
9.与现有技术相比，本发明的有益效果：采用两隔离变压器不对称参数，使得在变频控制下，最大归一化增益调节范围不超过1.5即可在窄频率调节范围内实现1~3倍宽输出电压范围，且在全输出增益范围内均能
实现软开关，电流环流较小，具有较高的工作效率；副边采用倍压整流级联结构，结构简单，元器件少。且副边器件电压应力小，在高压应用场合具有重要意义。
附图说明
10.图1为本发明的原理结构图；图2为本发明在不同模式时的一次侧逆变电路ⅰ状态示意图；图3为本发明的输出增益曲线图；图4为本发明在第一模式 v1时输出为100~150v的稳态仿真波形图；图5为本发明在第二模式v2时输出为150~200v的稳态仿真波形图；图6为本发明在第三模式v3时输出为200~300v的稳态仿真波形图；图7为本发明在第一模式v1的150v输出时第二开关管s2、第四开关管s4的zvs仿真波形；图8为本发明在第一模式v1的150v输出时第二整流二极管d2、第三二极管d3的zcs仿真波形；图9为本发明在第二模式v2的200v输出时第二开关管s2、第四开关管s4的zvs仿真波形；图10为本发明在第二模式v2的200v输出第一整流二极管d1、第二整流二极管d2、第三二极管d3的zcs仿真波形；图11为本发明在第三模式 v3的300v输出第二开关管s2、第四开关管s4的zvs仿真波形；图12为本发明在第三模式v3的300v输出第一整流二极管d1、第二整流二极管d2、第三二极管d3的zcs仿真波形。
具体实施方式
11.下面将结合本发明实施例对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动的前提下所获得的所有其他案例，都属于本发明保护的范围。
12.如图1所示，一种不对称多模式变频宽输出llc变换器结构，包括一次侧逆变电路ⅰ、双llc谐振槽ⅱ、隔离变压器ⅲ和二次侧级联式倍压整流电路ⅳ。
13.一次侧逆变电路ⅰ包括第一开关管s1、第二开关管s2、第三开关管s3、以及第四开关管s4；双llc谐振槽ⅱ包括第一谐振槽和第二谐振槽。第一谐振槽包括第一谐振电容c
r1
、第一谐振电感l
r1
、以及第一励磁电感l
m1
。第二谐振槽包括第二谐振电容c
r2
、第二谐振电感l
r2
、以及第二励磁电感l
m2
，两谐振腔共用一条支路连接在第二桥臂中点（第二输出接口b）；隔离变压器ⅲ包括第一隔离变压器t1和第二隔离变压器t2，第一隔离变压器t1和第二隔离变压器t2采用双绕组型高频变压器，第一隔离变压器t1和第二隔离变压器t2的一次侧绕组与二次侧绕组匝数比分别为n
p1
:n
s1
=n1:1和n
p2
：n
s2
=n2：1；二次侧级联式倍压整流电路ⅳ包括第一倍压整流单元、第二倍压整流单元以及第
三二极管d3。第一倍压整流单元包括第一储能电容c1和第一整流二极管d1，第二倍压整流单元包括第二储能电容c2和第二整流二极管d2。
14.一次侧的第一开关管s1的漏极和第二开关管s2的漏极相连并与输入直流源的正极连接，第一开关管s1的源极、第三开关管s3的漏极、以及第一输出接口a相连，第二开关管s2的源极、第四开关管s4的漏极以及第二输出接口b相连，第三开关管d3的源极、第四开关管d4的源极、输入直流源的负极以及第三输出接口c相连接；第一输出接口a与第一谐振电容c
r1
一端相连，谐振电容c
r1
另一端与第一谐振电感l
r1
一端相连，第一谐振电感l
r1
另一端与第一励磁电感l
m1
一端以及第一隔离变压器t的一次侧同名端相连，第一隔离变压器t1的一次侧异名端、第一励磁电感l
m1
的另一端、第二励磁电感l
m2
一端、第二隔离变压器t2的一次侧同名端、以及第二输出接口b相连，第二隔离变压器t2的一次侧异名端、第二励磁电感l
m2
的另一端以及第二谐振电感l
r2
一端相连，第二谐振电感l
r2
另一端与第二谐振电容c
r2
一端相连，第二谐振电容c
r2
的另一端连接于第三输出接口c；第一隔离变压器t1二次侧的同名端与第一整流二极管d1的阴极以及第三二极管d3的阳极相连，第一储能电容c1一端连接于第一隔离变压器t1二次侧的异名端，第一储能电容c1另一端分别与第一整流二极管d1的阳极、第二整流二极管d2的阴极、以及第二隔离变压器t2二次侧的异名端相连，第二储能电容c2一端连接于第二隔离变压器t2二次侧的同名端，第二储能电容c2一另一端连接于第二整流二极管d2的阳极；输出电容co与负载r并联后的两端分别与第三二极管d3的阴极和第二整流二极管d2的阳极相连，构成输出回路。
15.本实施例主要通过改变变换器一次侧逆变侧ⅰ的开关管组合不同来使得双llc谐振槽ⅱ工作在不同的模式从而获得低、中、高三种增益。如图2所示，为一次侧逆变电路ⅰ在不同模式时的状态示意图。
16.当第一开关管s1和第二开关管s2常开，第三开关管s3和第四开关管s4互补导通时，本发明工作在第一模式 v1，此时第一谐振槽ⅰ不工作，第二谐振槽ⅱ工作在半桥模式，通过变频控制第三开关管s3和第四开关管s4互补导通的开关频率使得输出电压范围覆盖0.5~0.75倍的直流输入电压vin；当第一开关管s1常闭，第二开关管s2常开，第三开关管s3和第四开关管s4互补导通时，本发明工作在第二模式 v2，此时第一谐振槽ⅰ和第二谐振槽ⅱ均工作在半桥模式，通过变频控制第三开关管s3和第四开关管s4互补导通的开关频率使得输出电压范围覆盖0.75~1倍的直流输入电压vin；当第一开关管s1以及第四开关管s4与第二开关管s2以及第三开关管s3互补导通时，即第一开关管s1与第三开关管s3互补导通，第二开关管s2与第四开关管s4互补导通，第二开关管s2与第三开关管s3同步导通，变换器工作在第三模式 v3，此时第一谐振槽ⅰ工作在全桥模式，第二谐振槽ⅱ工作在半桥模式，通过变频控制第一开关管s1以及第四开关管s4与第二开关管s2以及第三开关管s3互补导通的开关频率使得输出电压范围覆盖1~1.5倍的直流输入电压vin。
17.表1为3种模式下变换器两谐振槽的工作模式以及电路增益：
其中，n1和n2分别为第一隔离变压器t1的一次侧绕组与二次侧绕组匝数比和第二隔离变压器t2的一次侧绕组与二次侧绕组匝数比。
18.在宽范围应用场合，考虑到磁性元件的设计与较窄的调频范围，适合llc谐振变换器工作的归一化增益为1.5以内。为了保证3种模式间的增益连续，可得：
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
（1）因此取n1=2n2。
19.所述电路在第一模式 v1下的输出增益g1表达式为：
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
（2）其中：k为第二励磁电感l
m2
与第二谐振电感l
r2
的电感比值；品质因数；交流等效阻抗；fn为归一化频率，，fs为开关频率，fr为谐振频率；r为输出负载。
20.所述电路在第二模式 v2下的输出增益g2表达式为： （3）其中：k为第二励磁电感l
m2
与第二谐振电感l
r2
的电感比值；品质因数；品质因数；交流等效阻抗；交流等效阻抗；fn为归一化频率，，fs为开关频率，fr为谐振频率；r为输出负载。
21.所述电路在第三模式v3下的输出增益g3表达式为：
ꢀꢀꢀꢀ
（4）其中：k为第二励磁电感l
m2
与第二谐振电感l
r2
的比值；品质因数；品质因数；交流等效阻抗；交流等效阻抗；fn为归一化频率，，fs为开关频率，fr为谐振频率；r为输出负载。
22.根据上述变换器在不同模式下的增益公式，提供此本发明的参数设计方法，包括以下步骤：步骤1、由第一模式 v1谐振点处的输出电压可得出，v
in
为直流源的直流输入电压，vo为输出负载r的电压，根据n2基于以下两个不等式确定n1，其中，n1为第一隔离变压器t1的一次侧绕组与二次侧绕组匝数比，n2为第二隔离变压器t2的一次侧绕组与二次侧绕组匝数比；考虑到磁性元件的设计与较窄的调频范围，适合llc谐振变换器工作的归一化增益为1.5以内，因此为了保持三种模式的增益连续性，可得两隔离变压器变比关系采用上述不等式。
23.步骤2、选取合适的k和q1（或q2），根据式（2）、（3）、（4）可得增益曲线并使其满足最大增益要求。当变换器具有多种模式时，在参数设计时应确保各个模式均满足增益要求。在多种电路模式中，有其中一种模式的增益要求最为严格，可以根据这一模式来进行参数设计。经过分析，选择第三模式v3来进行设计，此时k=3.5，q2=0.64。
24.步骤3、计算出特征阻抗zr。
25.在第三模式 v3下，此时：交流等效阻抗，步骤4、计算谐振参数。
26.，，。其中，fr为谐振频率。
27.步骤5、验证计算参数是否满足zvs条件。
28.满足zvs条件为：在死区时间内励磁电流i
lm1
完成给开关管的寄生电容充放电过程使得在门级信号到来时，开关管漏源极电压降到零。此时励磁电感应满足：
其中，td为死区时间；c
oss
为开关管的寄生电容。
29.若，则参数满足要求；否则，重新选取k和q2，返回步骤3；根据上述参数设计过程，选择表2所示的变换器参数，结合式（2）~式（4）可得到如图3所示的变换器电压增益曲线，可以看出，设计的参数不仅满足了三种模式之间的增益连续且达到了变换器所需的宽输出电压范围。
30.如表3所示，为本实施例对比传统倍压llc变换器的副边器件电压应力，可看出本实施例副边器件电压应力均有所下降，在应用于宽输出电压场合，特别是高电压场合中具有重要意义。
31.图4所示为本实施例工作在第一模式 v1的欠谐振稳态波形图，直流输入电压v
in
为200v，此时通过变频控制可使得输出电压范围覆盖100~150v。其中v
cb
为第二谐振槽2的输入电压，也即第三输出接口c与第二输出接口b之间的电压，可看出第二谐振槽2工作在半桥模
式。v
gs1
为第一开关管s1的驱动脉冲波形，v
gs3
为第三开关管s3的驱动脉冲波形，可看出此时第一开关管s1、第三开关管s3均常开。v
gs2
为第二开关管s2的驱动脉冲波形，v
gs4
为第四开关管s4的驱动脉冲波形，两者保持互补导通。i
lm2
为第二励磁电感l
m2
的励磁电流波形，i
lr2
为第二谐振电感l
r2
的谐振电流波形。i
d3
为第三二极管d3的电流波形。
32.图5所示为本实施例工作在第二模式 v2的欠谐振稳态波形图，直流输入电压v
in
为200v，此时通过变频控制可使得输出电压范围覆盖150~200v。其中v
ab
为第一谐振槽的输入电压，即第一输出接口a与第二输出接口b之间的电压；v
cb
为第二谐振槽的输入电压，即第三输出接口c与第二输出接口b之间的电压，可看出第一谐振槽和第二谐振槽均工作在半桥模式。v
gs1
为第一开关管s1的驱动脉冲波形，v
gs3
为第三开关管s3的驱动脉冲波形，可看出此时第一开关管s1常闭、第三开关管s3常开。v
gs2
为第二开关管s2的驱动脉冲波形，v
gs4
为第四开关管s4的驱动脉冲波形，两者保持互补导通。i
lm1
为第一励磁电感l
m1
的励磁电流波形，i
lr1
为第一励磁电感l
r1
的谐振电流波形。i
lm2
为第二励磁电感l
m2
的励磁电流波形，i
lr2
为第二励磁电感l
r2
的谐振电流波形。i
d3
为第三二极管d3的电流波形。
33.图6所示为本实施例工作在第三模式 v3的欠谐振稳态波形图，直流输入电压v
in
为200v，此时通过变频控制可使得输出电压范围覆盖200~300v。其中v
ab
为第一谐振槽的输入电压，即第一输出接口a与第二输出接口b之间的电压；v
cb
为第二谐振槽的输入电压，即第三输出接口c与第二输出接口b之间的电压，可看出第一谐振槽工作在全桥模式、第二谐振槽工作在半桥模式。v
gs1
为第一开关管s1的驱动脉冲波形，v
gs3
为第三开关管s3的驱动脉冲波形，两者保持互补导通。v
gs2
为第二开关管s2的驱动脉冲波形，v
gs4
为第四开关管s4的驱动脉冲波形，两者保持互补导通。i
lm1
为第一励磁电感l
m1
的励磁电流波形，i
lr1
为第一励磁电感l
r1
的谐振电流波形。i
lm2
为第二励磁电感l
m2
的励磁电流波形，i
lr2
为第二励磁电感l
r2
的谐振电流波形。i
d3
为第三二极管d3的电流波形。
34.如图7、图8、图9、图10、图11、图12所示，本实施例中一次侧开关管、二次侧二极管在不同输出电压下的软开关性能。由图7、图9、图11可以得出，第二开关管s2和第四开关管s4的漏源电压在其对应触发脉冲信号v
gs2
、v
gs4
到来之前已经降为零，实现了各开关管的零电压开通，有效降低了开关管的开通损耗。由图8、图10、图12可以得出，第一整流二极管d1、第二整流二极管d2的电压上升之前，电流已经降为零，实现了零电流关断，有效降低了二极管的关断损耗。
35.以上仅为本发明较佳的实施例，并非因此限制本发明的实施方式及保护范围，对于本领域技术人员而言，应当能够意识到凡运用本发明说明书内容所作出的等同替换和显而易见的变化所得到的方案，均应当包含在本发明的保护范围内。