电动汽车放电系统的双向DC/DC变换器切换控制方法

电动汽车放电系统的双向dc/dc变换器切换控制方法
技术领域
1.本发明属于新能源技术领域，具体涉及电动汽车放电系统的双向dc/dc变换器切换控制方法。


背景技术：

2.电动汽车的放电系统，通过电能转换电路将电池中的能量传输给驱动电机，从而驱动电动汽车运行，是电动汽车运行的关键组成部分。对于电动汽车放电系统中实现能量转换及控制的电力电子变换器进行建模与控制研究，从而提升电动汽车放电系统的效率，稳定性及性能，是提升电动汽车续航里程，加速能力等性能的关键。
3.目前，为节约电动汽车动力电池的能量消耗，实现电动汽车续航里程的增加，电动汽车的放电系统通常具有再生回馈制动功能，即实现电动汽车放电系统中能量的双向流动。放电系统正常运行时，电池输出能量给电机以驱动电动汽车行驶。当电动汽车处于制动过程中时，放电系统将制动所产生的能量回收到动力电池中，从而实现提高续航里程的目的。这里就需要电动汽车放电系统采用具有能够实现电能双向流动的dc/dc变换器实现电池能量释放及电机能量回收的功能。
4.以双向buck/boost变换器为代表的双向dc/dc被广泛应用于电动汽车放电系统中。研究双向dc/dc变换器的建模和控制策略，以实现变换器效率及性能的提升，一直是研究的热点。由于功率开关器件的存在，电力电子变换器为典型的非线性系统。传统针对dc/dc变换器的建模方法，通过平均一个开关周期内的系统状态并忽略系统的开关频率特性，建立占空比、电压及电流等系统状态低频变化对变换器影响的线性化模型，并基于线性系统理论对线性化模型设计控制器。因此，传统的线性化建模方法不能准确描述变换器的工作状态。基于传统线性化建模方法所获模型的传统dc/dc变换器控制方法，只在系统线性工作点附近才能取得良好的性能，在发生扰动或者系统工作状态变化时存在不稳定、建模及控制精度低等问题。此外，传统控制方法通常采用的占空比控制方案，需要复杂的矢量调制过程。


技术实现要素：

5.为克服上述现有技术的不足，本发明的目的是提供电动汽车放电系统的双向dc/dc变换器切换控制方法，针对电动汽车放电系统中双向dc/dc变换器的切换模型建立切换控制方法，该方法将双向buck/boost变换器在不同开关状态下的工作状态视为不同子系统，通过建立双向buck/boost变换器的切换模型实现变换器工作过程的精确描述。同时，基于切换模型设计切换控制器，切换控制器中将依据切换规则函数直接生成工作在不同工作模态下(放电，回馈)双向buck/boost变换器的开关状态，实现双向buck/boost变换器直接切换控制。
6.为实现上述目的，本发明采用的技术方案是：电动汽车放电系统的双向dc/dc变换器切换控制方法，包括以下步骤：
7.步骤1，建立双向buck/boost变换器切换模型；
8.所述步骤1中，建立双向buck/boost变换器切换模型如下式所示：
[0009][0010][0011]
公式(1)中，x(t)＝[i
l
,u
c1
,u
c2
]
t
为系统状态变量，为系统状态变量x(t)的导数，t为时间变量；d/dt为对时间求导数函数；r1是低压侧负载电阻；r2是电机内阻；c1是低压侧端电容；c2是高压侧端电容；l是电感；i
l
为电感电流；u
c1
表示电容c1两端电压，u
c2
表示电容c2两端电压；u1表示电源侧电压；u2表示电机侧电压；s为开关函数，表示开关s1，s2的组合，当s1导通、s2截止时，s＝1；当s2导通、s1截止时，s＝0；q为电流方向函数，表示双向buck/boost变换器电路中的能量流动方向，当电感电流为正方向，即工作在boost模式时q＝1，当电感电流为负方向，即工作在buck模式时q＝0；分别表示不同s及q值下系统状态参数矩阵和输入参数矩阵，由于s和q的参数组合共有4种，因此矩阵ai，bi的矩阵取值状态共有4种，即其下标i＝{1，2，3，4}，
[0012]
公式(1)和(2)共同组成了本发明所建立双向buck/boost变换器切换模型。依据(2)式中开关函数s及电流方向函数q取值的不同，双向buck/boost变换器工作过程被划分为了4个子系统(i＝{1，2，3，4})，具体做法是：当双向dc/dc变换器电流方向函数q＝1且开关函数s＝0时，为子系统1，当双向dc/dc变换器电流方向函数q＝1且开关函数s＝1时，为子系统2，当双向dc/dc变换器电流方向函数q＝0且开关函数s＝0时，为子系统3，当双向dc/dc变换器电流方向函数q＝0且开关函数s＝1时，为子系统4；
[0013]
步骤2，建立双向buck/boost变换器切换模型；
[0014]
所述步骤2中，基于切换模型的切换控制器设计过程如下：
[0015]
建立双向buck/boost变换器李雅普诺夫函数式v()为：
[0016]
v(e(t))＝e(t)
t
pe(t)＞0(3)
[0017]
其中e(t)＝[i
l-i
lr
,u
c1-u
c1r
,u
c2-u
c2r
]
t
是系统状态变量与期望值间的差值；e(t)
t
表示e(t)的转置；i
lr
为电感电流i
l
的期望值；u
c1r
为电压u
c1
的期望值，u
c2r
为电压u
c2
的期望值；p为正定矩阵，选择为：
[0018][0019]
由式(1)可得，式(3)李雅普诺夫函数导数为：
[0020][0021]
其中，是系统状态的导数；mini表示选择取子系统i条件下的最小值；
[0022]
由李雅普诺夫稳定性定理可知，(5)式结论满足李雅普诺夫稳定性条件，即基于双向buck/boost变换器切换模型且具有最小李雅普诺夫函数导数的子系统i是稳定的。进一步，可设计切换控制器，即切换规则表示为：
[0023][0024]
其中，σ(t)为切换规则函数；表示表示取i＝{1，2，3，4}个子系统中平均值最小操作。由式(6)可见，通过设计切换规则，即选取公式(6)计算结果最小的子系统状态所对应开关函数s在下一控制周期作用于双向buck/boost变换器，即可实现双向buck/boost变换器控制。
[0025]
本发明的有益效果是：
[0026]
本发明提供了一种电动汽车放电系统的双向dc/dc变换器切换控制方法，具备以下有益效果：本发明通过建立双向buck/boost变换器切换模型，实现了在考虑能量双向流通条件下变换器工作过程的精确描述；同时，由于将双向buck/boost变换器工作过程视为在不同子系统间的切换过程，在分析系统李雅普诺夫稳定性条件下，设计切换规则实现了双向buck/boost变换器在不同子系统间的直接切换控制，具有控制器设计过程简单，响应速度快，无需要调整的控制参数，控制器直接输出变换器功率开关管开关状态，无需复杂的脉冲宽度调制过程等优点。此外，由于本发明针对双向buck/boost变换器所设计切换控制器为基于李雅普诺夫稳定性定理的切换规则产生，其控制性能具有对于电路参数不敏感性，在电路参数未知或变化条件下仍能够取得满意的控制性能，即系统具有强鲁棒性。
附图说明
[0027]
图1为本发明双向buck/boost变换器电路拓扑图。
[0028]
图2为采用本发明切换控制方法与传统pi控制方法的双向buck/boost变换器工作在boost模式下的仿真对比图。
[0029]
图3为采用本发明切换控制方法与传统pi控制方法的双向buck/boost变换器工作在buck模式下的仿真对比图。
[0030]
图4为采用本发明切换控制方法与传统pi控制方法的双向buck/boost变换器从
boost模式向buck模式切换时的电池侧电压u1仿真结果对比图。
[0031]
图5为采用本发明切换控制方法与传统pi控制方法的双向buck/boost变换器从buck模式向boost模式切换时的电机侧电压u2仿真结果对比图。
具体实施方式
[0032]
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
[0033]
电动汽车放电系统的双向dc/dc变换器切换控制方法，包括以下步骤：
[0034]
步骤1，建立双向buck/boost变换器切换模型，具体做法是：
[0035]
双向buck/boost变换器拓扑如图1所示，图中的s1、s2是全控型功率开关器件，c1是低压侧端电容，c2为高压侧端电容，l为储能电感，u1表示电源侧电压；u2表示电机侧电压。
[0036]
在电动汽车电池放电系统中，电源侧电压u1与电动汽车动力电池相连接，电机侧电压u2与驱动电机电路向连。当电动汽车工作在电池输出能量以驱动电机工作状态时，电源侧电压u1经低压侧端电容c1稳压后为电感l提供能量。定义流经电感电流方向为由左向右为正方向，则当s1断开，s2导通时，电源侧电压u1向电感l充电，流经电感电流i
l
值增大。当s1导通，s2断开时，电感l放电，电源侧电压u1与电感l一同向输出端电容c2供电，此时流经电感电流i
l
值减小。经以上操做后，可实现电机侧电压值u2大于电源侧电压u1的控制，因此称之为boost模式，特征在于电感电流i
l
始终大于或等于0，电源侧向电机侧提供能量。当电动汽车工作在电机回馈能量至电池的状态时，电机侧电压u2由于电动汽车的电机工作在制动模式将产生能量以回馈给电池。此时，电机侧电压u2经高压侧端电容c2稳压后，通过控制功率开关器件s1及s2以向电感l及低压侧电容c1供电实现能量回馈操作。同样定义流经电感电流方向为由左向右为正方向，则当s1导通，s2断开时，电机侧电压u2向电感l及低压侧电容c1供电，此时电感l充电，流经电感电流i
l
值增大但其电流方向为由右向作，电感电流为负值。当s1断开，s2导通时，电感l经低压侧电容c1与开关器件s2构成回路，电感向低压侧电容c1放电，流经电感电流i
l
值减小但其电流方向为由右向作，电感电流同样为负值。经以上操做后，可实现电源侧电压u1小于电机侧电压值u2的控制，因此称之为buck模式，特征在于电感电流i
l
始终小于或等于0，电机侧向电源侧提供能量。
[0037]
对于图1所示的双向buck/boost变换器，建立其切换模型如下式所示：
[0038]
[0039][0040]
其中x(t)＝[i
l
,u
c1
,u
c2
]
t
为系统状态变量，为系统状态变量x(t)的导数，t为时间变量；d/dt为对时间求导数函数；i
l
为电感电流；u
c1
表示电容c1两端电压，u
c2
表示电容c2两端电压；s为开关函数，当s1导通、s2断开时，s＝1，当s2导通、s1断开时，s＝0；q为电流方向函数，表示双向buck/boost变换器电感电流的方向，当q＝1时，双向buck/boost变换器工作在boost模式，当q＝0时，双向buck/boost变换器工作在buck模式；分别表示不同s及q值下系统状态参数矩阵和输入参数矩阵，由于s和q的参数组合共有4种，因此矩阵ai，bi的矩阵取值状态共有4种，即其下标i＝{1，2，3，4}。
[0041]
公式(1)和(2)共同组成了本发明所建立双向buck/boost变换器切换模型，若视工作在不同开关函数及电流方向下的双向buck/boost变换器为不同子系统，则依据(1)及(2)式中开关函数s及电流方向函数q取值的不同，双向buck/boost变换器工作过程被划分为了4个子系统(i＝{1，2，3，4})，如表1所示：
[0042]
表1双向buck/boost变换器子系统划分
[0043][0044]
步骤2，基于切换模型设计切换控制器，具体做法是：
[0045]
为实现通过控制双向buck/boost变换器开关状态s实现精准切换系统工作状态的目的，将不同开关函数s和电流方向函数q作用时的双向buck/boost变换器视作不同的子系统，通过设计切换控制器实现双向buck/boost变换器开关状态s的直接切换控制；为保证不同开关状态(子系统)切换时双向buck/boost变换器的稳定性，需对于其切换过程进行稳定性分析；
[0046]
定义双向buck/boost变换器系统状态误差为e(t)＝x(t)-x
eq
，其中x(t)＝[i
l
,u
c1
,uc2
]
t
为系统状态变量,x
eq
＝[i
lr
,u
c1r
,u
c2r
]
t
为系统状态变量x(t)的期望值；i
lr
为电感电流i
l
的期望值；u
c1r
为电压u
c1
的期望值，u
c2r
为电压u
c2
的期望值；选择李雅普诺夫函数v()为：
[0047]
v(e(t))＝e(t)
t
pe(t)＞0(3)
[0048]
其中p为正定矩阵，选择为：
[0049][0050]
设存在某个子系统稳定，可以得到aix
eq
bi＝0。取李雅普诺夫函数导数为
[0051][0052]
其中，是系统状态的导数；mini表示选择取子系统i条件下的最小值；
[0053]
由李雅普诺夫稳定性定理可知，若能保证(5)式中则双向buck/boost变换器在不同开关状态s(子系统)下切换稳定。
[0054]
由(5)式可见，由于aip pai＜0，故则即满足李雅普诺夫稳定性定理。即对于任意时刻t＞0，在切换率下，双向buck/boost变换器稳定。
[0055]
综上所述，对于双向buck/boost变换器，设计其切换控制器，即切换规则为：
[0056][0057]
其中，σ(t)为切换规则函数；表示表示取i＝{1，2，3，4}个子系统中平均值最小操作。
[0058]
以实际双向buck/boost变换器，当选择第一个子系统，有
[0059][0060]
当选择第二个子系统，有
[0061][0062]
当选择第三个子系统，有
[0063]
[0064]
当选择第四个子系统，有
[0065][0066]
若式(7)-(10)中，式(7)计算结果σ1小于σ2，σ3，σ4，则依据表1，选择下一个控制周期双向buck/boost变换器开关状态函数s＝0，即控制图1双向buck/boost变换器开关管s2导通，s1截至，工作在电池放电(buck)模式下。其他情况可依据上述结论同理得出。
[0067]
仿真及实验验证：
[0068]
依据上述双向buck/boost变换器的切换控制方法，搭建matlab/simulink仿真模型实现仿真验证。仿真中各元件参数如表2所示：
[0069]
表2仿真元件参数
[0070]
输入滤波器电感感l＝1mh低压侧电容c1＝2400μf高压侧电容c2＝1200μf电机内阻r2＝10ω低压侧负载r1＝1ω采样频率50khz
[0071]
图2为采用本发明切换控制方法与传统pi控制方法的双向buck/boost变换器工作在boost模式下的仿真对比图，设电源侧电压u1为110伏，目标电机侧电压u2为540伏，仿真时间为0.3秒。如图2可见，在两种控制方法下，系统均在0.05秒前升压并达到目标稳定电压，在之后保持稳定。但是传统pi控制中出现了大幅度的电压波动，而切换控制中整个升压过程流畅平滑，没有剧烈的抖动现象，可以体现出切换控制良好的动态性能。
[0072]
图3为采用本发明切换控制方法与传统pi控制方法的双向buck/boost变换器工作在buck模式下的仿真对比图.设电机侧电压u2为540伏，目标电源侧电压u1为110伏，仿真时间为0.3秒。由图3可知，在buck降压模式下，电动机产生高电压作为电源。在传统pi控制下，降压后的电压经过0.06秒的调整到达稳态，期间出现了超调量。而切换控制中，系统在0.02秒内便达到稳定，期间没有电压浮动和超调，说明切换控制调节时间小，可靠性强。
[0073]
图4为采用本发明切换控制方法与传统pi控制方法的双向buck/boost变换器从boost模式向buck模式切换时的电池侧电压u1仿真结果对比图。设仿真总时间为0.6秒，前0.3秒使系统工作在boost模式，目标电机侧电压u2为540伏，后0.3秒使系统工作在buck模式，目标为电源侧电压u1110伏。由图4可见，在系统工作模式改变时，在传统pi控制下，系统经过0.15秒的调整到达了稳定状态，期间存在多次震荡；而切换控制下，系统经过0.1秒便到达稳态，并且只发生了一次电压突变。
[0074]
图5为采用本发明切换控制方法与传统pi控制方法的双向buck/boost变换器从buck模式向boost模式切换时的电机侧电压u2仿真结果对比图。设仿真总时间为0.6秒，前0.3秒使系统工作在buck模式，目标电机侧电压u2为540伏，后0.3秒使系统工作在boost模式，目标为电机侧电压u2为960伏。由图5可见，在系统工作模式改变时，在传统pi控制下，电机侧电压u2存在强烈震荡情况，其收敛速度较慢且稳态时电机侧电压u2与期望值间存在稳
态误差；而切换控制下，电机侧电压u2变化过程平稳，收敛速度快且没有稳态误差。