用于光学多模信道带宽分析器的设备和方法与流程

用于光学多模信道带宽分析器的设备和方法
相关申请的交叉引用
1.本技术要求于2021年1月8日提交的美国临时专利申请第63/135,183号的权益，该临时申请通过引用整体并入本文。
技术领域
2.本发明大体涉及光纤的测量，并且更具体地，涉及在一个或多个光谱区域中测量多模光纤信道的带宽的手持设备。


背景技术：

3.具有激光优化带宽特性的渐变折射率多模光纤根据其测得的最小有效模态带宽(emb)分为om3、om4或om5。tia和iec标准中定义的最小emb阈值，在850nm[1]的标称操作波长下为：om3为2000mhz km，om4和om5为4700mhz km。
[0004]
通常，emb是使用与光纤的线轴的每一端相距小于1km的两个样本测量的，光纤的线轴通常包含约8.8km或17.6km光纤。emb方法假设两个端部样本代表线轴中的所有光纤，这与一些光纤制造商观察到的制造变化不一致。
[0005]
一般来说，当连接到基于vcsel的收发器时，光纤的emb和信道的误码率性能之间的相关性较低。相关性差的原因是vcsel的光谱的空间发射特性曲线(pattern)以及vcsel模式与光纤模式的耦合，这也取决于发射器光学子组件(tosa)内的发射条件。根据tia/iec标准[1-2]对数百个差模延迟(dmd)和emb测试测量值进行评估，结果表明，由于模态色散和色度色散的相互作用，当耦合到850nm vcsel时，emb趋于低估或高估光纤的实际带宽。由于om3、om4和om5光纤类别仅指示模态色散情况下的下限emb，因此与vcsel一起使用时所安装光缆的实际光纤带宽未知。
[0006]
为了可靠地升级到使用脉冲幅度调制方案(诸如pam-4)或多波长收发器的更新的更高速度应用，越来越需要降低多模光学信道的模态或模态-色度带宽的估计中的不确定性。由于缺少信道带宽的准确信息，数据中心管理人员无法以高置信度将其信道升级到更高的数据速率。在目前的大多数情况下，唯一的选择是更换信道中的所有光纤。


技术实现要素：

[0007]
一种测试装置，具有：至少一个光源；高速光电检测器；微控制器或处理器；以及电路，为该至少一个光源、光电检测器和微控制器或处理器供电和驱动该至少一个光源、光电检测器和微控制器或处理器，并且用于测量被测多模光纤的频率响应。该测试装置可以利用具有光适配器的光脉冲波形来测量被测信道。该装置还可以使用校正方法从环形通量模态色带宽中去嵌入(de-embed)源的色度带宽。当与vcsel收发器一起使用时，该校正方法可以使用针对不同类型的vcsel获得的校正函数来估计光学信道带宽。
附图说明
[0008]
图1示出了单链路、双链路和三链路信道。
[0009]
图2示出了光学多模信道带宽分析器的三个实施例。
[0010]
图3是示出了发送和接收能力在第二实施例中可以如何组合的流程图。
[0011]
图4示出了实施例1的主单元的部件。
[0012]
图5示出了实施例1的远程单元的部件。
[0013]
图6示出了在实施例2中主单元和远程单元的功能可以如何组合成一个单元。
[0014]
图7示出了也测量反射信号的带宽的实施例3的部件。
[0015]
图8示出了实施例4。
[0016]
图9是示出了环形通量相对于光纤半径的图表。
[0017]
图10示出了一种用于使对环形通量模态带宽(encircle-flux modal bandwidth，ef-mb)的某些影响最小化的算法。
[0018]
图11示出了所发送的参考波形的示例。
[0019]
图12示出了所接收的波形的若干个重复的傅里叶变换。
[0020]
图13示出了模态色度传递函数。
[0021]
图14示出了在图11至图12所示的示例中使用的vcsel的计算。
[0022]
图15a示出了表示第一模态带宽的第一光纤的第一图。
[0023]
图15b示出了表示第二模态带宽的第二光纤的第二图。
[0024]
图15c示出了表示第三模态带宽的第三光纤的第三图。
[0025]
图15d示出了表示第四模态带宽的第四光纤的第四图。
[0026]
图15e示出了表示第五模态带宽的第五光纤的第五图。
[0027]
图15f示出了表示第六模态带宽的第六光纤的第六图。
[0028]
图15g示出了表示第七模态带宽的第七光纤的第七图。
[0029]
图15h示出了表示第八模态带宽的第八光纤的第八图。
[0030]
图16示出了dmd倾斜对模态带宽的估计的影响。
[0031]
图17示出了兼容ef发射如何趋向于朝向倾斜方向具有较慢的指数衰减。
[0032]
图18示出了信道到达和性能估计方法的流程图。
[0033]
图19a示出了使用脉冲幅度调制pam-4的每通道50gbps的链路模型的示例。
[0034]
图19(b)示出了测试长度下pam-4信号的眼图。
[0035]
图20(a)描绘了以位置和两个反射事件示出光学衰减的发射脉冲。
[0036]
图20(b)图示了以位置和两个反射事件示出光学衰减的光时域反射仪(otdr)输出迹线。
[0037]
图20(c)示出了可使用特别选择的伪随机二进制序列来代替单个脉冲，如图所示。
[0038]
图20(d)示出了反射信号与参考信号相关并且发现了相关性峰值。
[0039]
图21示出了使用vcsel执行准确测量的校准方法。
具体实施方式
[0040]
可使用特别选择的伪随机二进制序列来代替单个脉冲，如图20(c)所示。prbs具有低互相关性，并且可用于实现相关性otdr、c-otdr。反射信号与参考信号相关并且发现了相
关性峰值，如图20(d)所示。如前所述，可将延迟转换为光学长度。
[0041]
图1示出了当今数据中心中的典型结构化布线实现。在图中，100表示由设备软线103和104以及光纤中继电缆105组成的单链路信道。通常，中继电缆信道链路105的长度明显比设备软线103和104长。因此，电缆的光纤的带宽是单链路信道的主要带宽。在同一图中，更常见的结构布线实现是双链路信道110，包括设备软线113和114、中继电缆115和117以及交叉连接接插线116。连接器接口更多，因此信道损耗也更多。此外，具有更多的影响总信道带宽的光纤的混合。三链路信道120的总带宽取决于链路125、127和129。
[0042]
因此，由于多模总信道带宽的不确定性，升级到更高数据速率是不可靠的，因此，需要低成本便携式手持带宽分析器。在本公开中，我们描述了比传统dmd/emb测量系统成本低得多的新颖的便携式装置，以及测量模态和模态-色度带宽以确定信道是否支持ieee 802.3以太网或光纤信道应用的方法。
[0043]
有效模态带宽的准确测量需要使用具有短脉冲持续时间和非常窄的光谱宽度的非常稳定的激光器，以将色度色散的影响最小化[1]。利用直接调制的半导体激光器(诸如vcsel)对多模光纤(mmf)信道进行模态带宽估计可以显著降低测试的成本、功耗和复杂性，使便携式模态带宽测试器的生产成为可能。然而，vcsel的大光谱宽度、取决于光谱的耦合[2]和非线性时不变(nlti)响应增加了测量的不确定性，使得其使用不切实际。
[0044]
mmf中的基色效应和耦合效应为业内专家所熟知。然而，先前未公开有害nlti效应对模态带宽的估计的影响以及克服在模态带宽的测量中vcsel亏损的方法。
[0045]
在本公开中，我们描述了一种新模型，该模型可以预测直接调制的vcsel对信道带宽测量的影响。在该模型中，我们最初假设vcsel-mmf信道可由线性时不变(lti)系统表示，其中信道的输入信号si(t)和输出信号so(t)之间的关系由下式给出：其中是卷积算子，hm(t)是mmf上的光纤冲激响应，并且在可忽略模态色散的mmf上的vcsel冲激响应通过下式估算：h
ch
(t)＝∑
kvk
δ(t-τk)其中k是每个vcsel模式的指数，vk是每个vcsel模式的功率，δ(t)是狄拉克δ函数，τk表示光纤的色度色散产生的延迟。si(t)和so(t)二者都是表示光功率的正信号。
[0046]
每个vcsel模式都与共振波长λk和中心波长相关联，由下式给出：
[0047]
对于在数据中心收发器中使用的vcsel，其中由于色度色散引起的延迟由下式给出：其中l是信道的长度，并且是光纤在处的色度色散参数。在频域中，输出信号的频谱如下所示：
so(f)＝si(f)hm(f)h
ch
(f)其中hm(f)和h
ch
(f)分别是模态色散和色度色散的傅里叶变换。
[0048]
上述模型过于简单，因为它不包括发射条件、耦合光谱偏置[2]和模式功率波动[3]的影响。由于各种因素，每个vcsel模式趋于优选地耦合到mmf[2]中的不同模式，因此，每个vcsel模式受由表示的不同模态冲激响应的影响，产生：其中，对于所有的t实例，
[0049]
输出信号的傅里叶变换由下式给出：并且，lti模态-色度传递函数由下式给出：
[0050]
若干种类型的nlti效应影响上述lti模型。第一种类型的nlti效应与半导体激光器的iv曲线有关，可以通过选择适当的偏置和调制电流来控制。然而，由于偏置电流会影响vcsel的上升时间、光谱宽度和噪声，因此需要仔细调谐。通过加宽光谱宽度从而增加色度色散并降低光学调制幅度(oma)，可能会抵消由于更高偏置而提高的上升时间的一些好处。
[0051]
vcsel模式之间的功率波动产生时变信道，其变化取决于传输波形和激光噪声。当模型中包括功率波动时，包括vcsel模式之间的功率波动的信号输出由下式给出：其中g
k，j
(t)表示在vcsel模式k到vcsel模式j之间的功率波动。该功率波动具有[3]中所述的确定性(非线性波形依赖性)分量以及非确定性噪声分量。假设低相对强度噪声(rin)，则在给定时间处从模式k传输到模式j的功率等于模式j从模式k接收到的功率。因此，我们可使用g
k，j
(t)＝-g
j，k
(t)来修改先前的等式，得出：
[0052]
使输入的频谱失真的噪声分量g
k，j
(f)是与模式k和模式j的传递函数的差相乘的信号。频域中的这种差会产生高带通滤波器效应，从而使接收信号的频谱失真，并且因此使传递函数失真。可以修改先前的等式以获得vcsel-mmf信道的更真实的传递函数，如下所示：其中θ(f)是复值函数，表示模态-色度传递函数中的确定性和随机噪声。这种噪声
效应在一些情况下会导致带宽的高估，并且因此很难从模态色度带宽中使模态去卷积。
[0053]
除了上述亏损外，每个vcsel模式的线宽增强也会产生具有高估的带宽[4]的传递函数。所有上述亏损都与温度有关，这会在带宽估计中引入更多变化。
[0054]
由于这些噪声因素，发明人已观察到模态-色度和模态带宽之间的100％量级上的变化。因此，尽管vcsel可提供一种节能且经济的方式来测量模态带宽，但目前还没有可靠的方法来为便携式工具产品提供准确的测量。
[0055]
我们描述了克服这些限制的不同方法，以实现准确的带宽估计。这些方法包括控制发射条件、抑制模式选择性偏置(msb)、校准和使用参考vcsel和名为“环形通量光纤色散参考模块”ef-fdrm的一组光纤的vcsel选择。
[0056]
根据本发明的装置是一种手持设备，该手持设备测量一个或多个频谱区域(例如，850nm和/或950nm)中的多模光纤信道的带宽，并估计在与vscel收发器一起使用时的ieee以太网和/或光纤信道应用的性能。
[0057]
该装置使用直接调制的半导体vcsel激光器，以降低测试装置的成本、尺寸和功率要求。在所有半导体激光器中，在mmf收发器中使用的vcsel具有成本和可靠性优势。此外，它们在以太网和光纤通道应用中指定的相同波长范围内操作。然而，如前所述，由于亏损，直接调制的vcsel在带宽估计中引入了不确定性。
[0058]
在本公开中，我们描述了四个实施例和方法，以将使用vcsel的带宽测量中的不确定性最小化。实施例提供如图2所示的不同测试模式。出于示例性目的，示出了双链路信道。在第一实施例210中，主单元200连接到信道的一侧(近端)以发送测试信号，远程单元201连接到信道的远端以接收测试信号。在该第一实施例中，测量只能在一个方向上进行，即单元200到单元201(近端到远端)。
[0059]
在第二实施例220中，发送和接收功能被组合到图中示为300和301的单个单元中。因此，可以从近端和远端两者对信道进行测试，这样使得能够测试双工通道而不需要移动测试器和信道之间的连接。此外，在近端和远端均可访问的情况下(例如，线轴中的光纤)，只需一个测试单元即可测量带宽。
[0060]
第三和第四实施例230被示出为利用放置在远端处的高反射率和低损耗无源反射器410操作，以便可以从一端发送和接收测试信号。
[0061]
取决于所实现的硬件，每个实施例可以利用图3所示的功能的完整集合或子集。每个功能由本公开的其他部分中描述的一组算法组成。所有实施例都需要工厂校准方法1500，该方法将本文件后面进行描述。实施例1
[0062]
图4和图5中示出了主单元200和远程单元201的部件。主单元200包括tosa 210，每个tosa 210具有至少一个激光器和光学耦合部件，例如，用于将光从激光器耦合到光纤的透镜或衍射光学元件。210中的每个tosa连接到光适配器205，光适配器205被设计为提供稳定且可重复的发射条件，例如，环形通量(ef)兼容发射。光适配器205的输出使用典型的光学连接器，例如，lc、fc、sc、cs、sn、mpo，以提供到被测信道的连接。对于使用诸如mpo或cs连接器的多光纤连接器的实施例，tosa 210利用多个光源。替代地，利用分光器，tosa 210可以在多条光纤之间分割光功率并发射信号。
[0063]
为了测量不同波长下的带宽，tosa 210可以包括在不同波长下操作的多个激光
器。例如，tosa 210可包括在850nm、880nm、930nm和950nm下操作的四个vcsel，或具有在850nm和950nm下操作的激光器的两个单独的tosa。这种多vcsel tosa实施方式可以实现多波长传输的带宽的完整表征。
[0064]
传感器或传感器组202可以被放置在tosa附近以测量温度。温度用于调谐校准参数和校准1500期间获得的函数。
[0065]
用于信号适配和偏置的电子电路235可连接至tosa 210。例如，235可以包括t型偏置器(bias-t)器件以向激光器提供优化的电流偏置。235中的激光偏置电路将被调谐以提供足够的光功率、快速上升时间和低相对强度噪声，从而避免线宽或光谱宽度的展宽，同时保持消光比》2。此外，235中包括的驱动器、高带宽放大器、预加重或低通滤波器被用于补偿带宽限制和降低系统噪声。
[0066]
信号发生器模块230提供用于测试的波形600。可以使用处理器250生成波形。替代地，可以从单元存储器255检取波形。可以取决于处理器的容量或存储器大小从任意大小的一组伪随机二进制序列(pbrs)中选择波形600。测试波形也可以是各种频率的正弦信号，或其中信号频率以预定速率根据时间变化的啁啾信号。选择用于测试的波形使由于tosa 210导致的snr的劣化最小化。
[0067]
处理器模块250由微处理器和/或μ-控制器元件组成。该模块执行图3所示的算法和数字信号处理(dsp)，并控制i/o模块260和存储模块255。另外，处理器模块250管理到无线模块265和功率模块245的通信和功率分配/再充电任务。
[0068]
存储模块255包括用于处理数据和存储结果的易失性或非易失性存储器。功率模块245向单元中的所有部件提供功率。它包括一组可再充电或不可再充电的电池以及连接到电功率源所必需的部件。功率模块245可以具有用于检查电池电量和控制功率再充电过程的电路。
[0069]
无线单元265实现与计算机或移动设备的wifi或蓝牙通信。i/o模块260包括诸如显示器和用于控制单元的按钮的接口，以及用于启用数据或功率(用于电池再充电)传输的usb端口。
[0070]
图5所示的远程单元201的部件包括至少一个接收器光学子组件(rosa)225，该接收器光学子组件(rosa)225具有用于光/电转换的至少一个高带宽光检测器以及用于耦合到光纤的光学元件。用于信号适配和偏置235的电子电路连接至rosa，以在光/电转换期间保持信号完整性。例如235，可以包括反向偏置电路系统、高带宽低噪声放大器和滤波器，以补偿在传播到被测信道之后接收的波形610劣化。还取决于所使用的波形，它可以包括微波混频器，以将高频信号转换为便携式工具所需的更合适的速度。
[0071]
传感器或传感器组202可任选地被放置在rosa附近以测量温度。rosa的温度可用于调谐校准参数，如本文件其他部分所述。
[0072]
远程头201中的处理器模块250和存储部件255的大部分功能类似于针对主单元200描述的功能。例如，i/o模块260的管理、存储模块255的控制、算法执行、dsp、无线通信模块265的管理和功率模块245。
[0073]
i/o模块260可以包括用于控制单元的按钮、显示器(例如，lcd或led)和usb端口以实现数据传输或功率充电。远程单元201可以通过允许其由主单元200无线控制而简化。此外，被测光纤也可用作传输控制信号的介质。
[0074]
实施例1还可以代替分立的tosa和rosa部件使用收发器。在该配置中，主单元和远程单元使用预校准的收发器。收发器将更换如图4和图5所示的主单元以及远程单元的模块210和225。然而，这种配置的要求是收发器使用具有线性放大器而不是限幅放大器的接收器。实施例2
[0075]
如图6所示，该实施例将实施例1的主单元和远程单元(200和201)的功能组合到单元300和301中。300单元和301单元两者具有相同的功能。这些单元使得能够同时测试双工信道，从而缩短总测试时间。包括在实施例2中的模块，诸如处理器250、存储器255、功率源245、无线模块265、i/o 260、信号发生器230、信号适配器235、信号接收器240、传感器202、tosa 210、rosa 225和光适配器模块205与实施例1类似。主模块和远程模块之间的通信可经由无线或使用被测信道完成。实施例3
[0076]
实施例1和实施例2需要在被测信道的近端和远端两者处连接的两个有源设备以执行测量。这增加了装置的复杂性和成本，因为它复制了许多部件和功能，并且需要本地和远程单元的同步。
[0077]
实施例1和实施例2的另一缺点与短长度信道的测量有关。在高带宽短长度信道(例如，50米)的情况下，前两个实施例需要高分辨率，并且因此，需要更昂贵的高带宽tosa和rosa。图7所示的实施例3，400通过测量反射信号的带宽来克服该限制。该信号由图左下角所示的反射器部件410反射。反射器由光适配器和光学反射器组成。
[0078]
利用分光器220，经历第二次通过被测光纤的反射信号被重定向到rosa 225。用于信号适配和偏置235的电子电路连接至rosa，以在光/电转换期间保持信号完整性。
[0079]
因此，通过将接收波形610的光程加倍，在信道长度的两倍上进行带宽测量。该特征放宽了tosa和rosa对短信道或高带宽光纤的测量的要求。
[0080]
如图7所示，将分光器220放置在光适配器205之后是有利的。在该配置中，反射信号不二次通过光适配器205，从而将信号衰减最小化。然而，该配置需要不改变由光适配器205产生的mpd的分光器。可以理解，分光器220可被放置在tosa 210和光适配器205之间。具有更高衰减的配置需要tosa 210和更高功率的激光器来克服附加的损耗。实施例类型3使用高反射率反射器410来改善反射信号的信噪比(snr)。
[0081]
实施例3的模块通常包括处理器250、存储器255、功率源245、无线模块265、i/o 260、信号发生器230、信号适配器235、信号接收器240、传感器202、tosa 210、rosa 225和光适配器模块205，与本文档的前述部分类似。实施例4
[0082]
图8所示的实施例4，500共享实施例3中描述的大部分部件。然而，他们有附加的部件来提高测量的准确性。虽然实施例1、2和3使用存储在存储器中的参考波形来在传感器202测量的温度下从被测信道中去嵌入(de-embed)激光带宽的影响，但实施例4使用实时参考。使用实时参考提供了对激光参数(诸如中心波长、光谱宽度、模式内容、噪声以及其他激光器对电流、温度和激光器寿命的依赖性)变化的弹性。
[0083]
为了提供实时参考，在tosa 210和光适配器205之间放置附加分光器215，以将所传输的光中的一小部分引导到附加rosa 222。替代地，分光器215将来自tosa 210的所传输
的光中的一小部分引导到参考光纤223，参考光纤223连接到rosa 222。参考光纤223是用于从测量值中去嵌入色度效应的一种高emb光纤。操作示例
[0084]
单元被接通后，可执行自诊断测试，以评估单元是否符合内部要求，例如，电池充电和工作温度等。如果单元通过自诊断测试，则允许用户选择感兴趣的应用来评估链路性能，例如，100gbase-sr4、100swdm-4、400gbase-sr8、400gbase-sr4.2等。替代地，用户可以通过使用单元的i/o接口260，或者使用按钮、usb端口、无线接口265和/或移动设备或计算机来输入特定要求，例如，最大支持的数据速率、最大插入损耗和最大前fec误码率(ber)。
[0085]
发送单元选择并发送用于信道损耗测试的波形，例如，一系列低频重复特性曲线。远程单元201或301接收该信号并利用图3所示的算法1200来确定光功率损耗。如果损耗对于高速信号传输是可接受的，则远程单元向发送单元200或300发送控制信号，指示其准备好开始带宽测量。如果发送单元200或300在指定的时间间隔内接收来自远程单元201或301的确认，则发送所选择的波形。远程单元200或301接收信号并通过运行多个平均来去除噪声，并继续执行用于测量模态带宽的算法800。替代地，远程单元将dsp任务卸载到运行伴随程序的计算机或移动设备。相对于实施例1，实施例2的优点是本地单元和远程单元都可以同时测量来自信道相对侧的不同光纤。
[0086]
对于实施例400和实施例500，用户将主单元和反射器410连接到被测信道的起点和终点，如图3所示。主单元400或主单元500选择并发送用于信道损耗测试的波形，例如，一系列低频重复特性曲线。波形由410反射，并由主单元400或主单元500的tosa 225接收。主单元400或主单元500的处理部分使用数字滤波器去除信号噪声，并执行用于测量模态带宽的算法，800。替代地，主单元400或主单元500可以将dsp任务卸载到运行伴随程序的计算机或移动设备。
[0087]
对于实施例1和实施例2，使用无线连接、usb端口，或者在一些情况下使用相同的被测链路，从远程单元201或远程单元301将模态带宽值(或多通道的值)发送到主单元200或主单元300、计算机或移动设备。替代地，可以使用插接线605代替远程单元。在该配置中，主单元测量双工光纤对的往返带宽。
[0088]
在本地单元200、300、400或500中，执行900一组算法以估计链路的最坏情况的性能。本文档其他地方描述的这些算法假设通过所选择的应用的规范的最坏情况下的收发器参数。所选择的应用的结果在主单元显示器260上呈现给用户，或通过包括用户的计算机或移动设备的其他i/o装置呈现给用户。算法的描述
[0089]
所公开的实施例提供的功能包括下面描述的一组算法。带宽估计算法，800
[0090]
在本发明中，我们利用算法来估计更准确的最坏情况的信道带宽，称为ef-mb。ef-mb是由发明人开发的度量，其存在于在光纤中产生模式功率分布(mpd)的发送光中，满足iec标准中定义的环形通量要求。为开发本技术而执行的来自数百个vcsel的mpd的实验测量表明，与iec限值的中心值相比，运行10gbps或更高数据速率的大多数vcsel的mpd填充不足，如图9所示。
[0091]
ef-mb与实际信道性能带宽的相关性优于emb规定的行业标准。在这些算法中，我
们考虑了vcsel光谱模式以及vcsel模式与光纤模式的空间光谱耦合的效应，这在总信道带宽上引入了色度色散效应。
[0092]
ef-mf的测量需要使用由模式混合器和滤波器组成的光适配器205。光适配器混合vcsel模式，从而消除vcsel发射的空间光谱特性曲线。使用数百个vcsel-mmf信道组合(具有和不具有光适配器205)进行的实验表明，光适配器显著降低了模态色度带宽的估计的不确定性，从而产生更准确的模态带宽测量。在一些情况下，在没有光适配器的情况下观察到100％的数量级的变化。因此，通过使用光适配器，准确性可以降低一个数量级以上。
[0093]
尽管光适配器205可以将发射条件的影响最小化或消除并将空间光谱偏置的影响最小化，但光谱宽度、中心波长和光谱中的非线性效应仍然存在。如图10所示的算法800使对ef-mb估计的这些效应最小化。
[0094]
参考图10，算法开始于从驻留存储器中选择波形集(810)。选择取决于若干个因素，诸如板载测试vcsel的光输出功率和信道损耗。每个单元的vcsel信息已经驻留在存储器255中。该信息是在工厂测试和校准期间获得的。
[0095]
光纤信道损耗由图3所示的步骤1200中的算法提供。波形的选择影响处理时间、计算要求和测试准确性。例如，对于低snr，正弦信号以特定频率的重复，例如，以1ghz到32ghz的频率以1ghz的步长重复32次正弦波。在其他情况下，基于上述标准，可以使用伪随机二进制序列(prbs)，例如prbs 2
9-1，以减少传输的数量和测试时间。替代地，当snr高时，可以发送具有宽频率范围的啁啾波形，从而显著缩短测试时间。对于实施例200、300和400，所选择的波形具有在校准和存储在存储器中期间获得的一组伴随波形。对于实施例500，参考波形几乎实时或以非常短的延迟同时获得。这些实施例使用分光器215和tosa 222来获得参考波形。
[0096]
信号预处理步骤820提供预加重，以补偿激光器的上升时间限制和光电检测器的响应。该操作也可由信号适配器模块235、模拟滤波器或作为数字信号处理器(dsp)执行的处理器250执行。在选择之后发送波形830。
[0097]
图11示出了用作参考波形的所传输的波形2000的示例。在通过被测光纤传播之后，对于实施例1-4，分别由远程单元201、301、401或501接收波形。图10还示出了在通过400米光学多模信道传播之后的接收的波形2010的示例。在步骤850中处理所接收的波形。在图12中，我们展示了接收波形2020的若干次重复的傅里叶变换，其在时域和频域中进行平均以提高snr。通过分离上图所示的参考波形和接收波形的傅里叶变换来计算步骤860中的传递函数。
[0098]
图12(灰色迹线)中示出了40次平均后的发射波形2020和接收波形2030的傅里叶变换。参考光谱s
ref
(f)2020和接收的平均波形s
测量
(f)2030的平滑(低通滤波)版本分别示出为虚线2022和2032。对于实施例200、300和400，基于传感器202测量的温度，从驻留存储器中检取s
ref
(f)2020。对于这些实施例，如校准过程1500中所示，在工厂校准过程中测量给定温度组的波形。
[0099]
取决于信号的长度或snr，执行进一步的滤波或曲线拟合。例如，对s
测量
(f)的对数执行多项式拟合，以产生所测量和所传输的信号的频谱的复多项式表示，由下式给出：
其中系数ai和bi可以是实数或复数。
[0100]
如图12所示，可对参考信号执行等效拟合，其中该拟合过程的结果使用实线黑色迹线2025示出参考波形，使用2035示出接收波形。复数多项式拟合使得能够将传递函数外推到噪声层之外，这在长度太短或带宽信道非常高的一些情况下是需要的。在图12中所示的示例中，这发生在20ghz左右。
[0101]
传递函数计算步骤860获得如下所示的信道的模态和色度传递函数，
[0102]
在snr高的情况下，可以从测得的平均参考和测得的光谱直接计算传递函数。图13示出了从上述dut信号的等式获得的模态色度传递函数2050。
[0103]
在步骤860中还估计3db模态-色度带宽的初始值。初始值假设vcsel表现为lti系统，并根据等式h
m-ch
(f0
m-ch
)＝0.5，求解f0
m-ch
，来计算3db模态色度带宽的初始估计器。这就等于当使用多项式拟合时求解：
[0104]
在步骤860中，通过将模态色度传递函数除以校准vcsel色度传递函数f
ch
(f)，消除由vcsel光谱和光纤色散参数引起的对带宽的色度色散效应，如下所示：
[0105]
基于传感器202测量的温度，从存储器255中存储的一组校准函数中检取校准函数f
ch
(f)。校准函数f
ch
(f)的集合是在工厂校准过程1500中获得的。
[0106]
图14示出了在图11至图12所示的示例中使用的vcsel的这种计算。在这些图中，通过将模态-色度传递函数2050除以经校准的色度传递函数2060得到模态传递函数2070。
[0107]
通过从等式hm(f0m)＝0.5求解f0m获得3db模态带宽的初始估计量。这就等于当使用多项式拟合时解决：
[0108]
由于vcsel的nlti、中心波长和其他亏损，f0m是ef-mb的不可靠的估计器，因此仅在vcsel的选择和校准步骤1500期间使用。
[0109]
在步骤870中，利用vcsel总体变化的统计数据对ef-mb进行更好的估计，如下所示：f1m＝f1
m-ch
k(f1m)(f
ch-最大-f
ch
)其中f1m是3db ef-mb，f1
m-ch
＝min(f0
m-ch
(1 k
cal-ch
)，f
ch
)，k
cal-ch
是与校准期间的误差容限有关的因子，f
ch
是校准过程1500期间从h
ch
(f)获得的3db色度带宽，f
ch-最大
是校准过程中vcsel总体获得的最大3db色度带宽，以及k(f1m
)
是校准函数。
[0110]
前面等式中所示的ef-mb和模态色度带宽之间的关系使用依赖于未知模态带宽f1m的校准函数。因此，求解该方程需要的计算量和时间可能超过装置容量和测试要求。
[0111]
为了克服这个问题，使用上述模型的模拟表明，尽管vcsel存在噪声或nlti响应，
但可以对所选择的vcsel总体实现线性校正。例如，图15(a-h)示出了八幅图，代表不同模态带宽f1m(从1到8ghz
·
km)的八个光纤。在每个图中，示出了120个模拟vcsel(每个图中的灰点)的模态色度带宽f0
m-ch
和色度带宽f
ch
之间的关系。图15(a-c)指示对于低f1m和f
ch
≥4ghz
·
km，vcsel f
ch
对不确定性的影响低于预期，因为在这种情况下，大多数带宽限制是由模态色散造成的。如f
ch
≤9ghz
·
km的图15(e-h)所示，对于高模态带宽和高色度带宽，随着f1m到达显著值而增大。
[0112]
用于范围4ghz
·
km≤f
ch
＜9ghz
·
km的线性拟合如图15中的黑色迹线所示。我们观察到拟合斜率随f1m的增加而增加。增加大致遵循如下所示的线性方程，k(f1m)＝k1f1m κ0其中参数κ1和κ0通过建模进行估计，并且在校准和选择过程(方法1500)中验证κ1＝0.08
±
0.01和κ0＝-0.082
±
0.01。
[0113]
使用该校准函数k(fm)，并从前面的等式中获得模态带宽f1m，如下所示：其中f
ch-最大
是用于校准的总体的最大色度带宽。
[0114]
在步骤875中，去除vcsel的中心波长对带宽估计的影响。此处公开的装置使用指定的vcsel，其波长公差等于或优于对于dmd/emb测量值[1]的tia标准中规定的，例如，850
±
10nm。
[0115]
即使当波长变化在图16所示的dmd标准[1]定义的公差范围内时，dmd倾斜对模态带宽估计的影响也是显著的。例如，如框2200所示，对于850nm的光谱可以产生20％的变化。
[0116]
模态带宽对波长的依赖性与850nm处的dmd径向脉冲波形的倾斜有关。在穿过mmf的芯的不同径向偏移处测量的dmd脉冲可以向左(l-mmf)或向右(r-mmf)倾斜。对于l-mmf，mmf的高阶模式比低阶模式更快到达[3]。对于r-mmf，情况正好相反[3]。理想情况下，mmf的折射率被设计为产生在850nm光谱区域中具有零倾斜或最小倾斜的光纤。然而，在执行制造过程中，会产生所设计的折射率分布l-mmf、r-mmf或具有噪声倾斜的光纤的变化。
[0117]
倾斜信息有助于确定光纤模态色散和模态带宽随波长变化的行为。总结发明人的[5]中呈现的工作，l-mmf模态带宽随波长增加而增加，r-mmf随波长增加而减少。
[0118]
在这里，我们公开了两种校正中心波长的方法。第一方法在tosa 210中使用两个或多个激光器，在rosa 222和225中使用两个或多个接收器。两个激光器足以确定模态带宽的变化率。
[0119]
例如，在图16中，我们绘制了12根多模光纤的emb波长依赖关系，并将设备中使用的两个所选择的vcsel的中心波长显示为垂直迹线2210和2220。可在校准程序1500期间获得描述该相关性的表格或函数。因此，可以使用两个或多个vcsel来估计从800nm到1000nm的完整波长范围内的光纤带宽。
[0120]
除了先前的方法外，发明人还公开了一种仅使用一个vcsel(一个波长)校正中心波长的影响的方法。发明人发现，在统计上，对于mmf，冲激响应或冲激响应的部分重构，给定兼容ef发射，倾向于对于类似emb的r-mmf和l-mmf朝向倾斜方向具有较慢的指数衰减，如图17所示。冲激响应ir(t)的部分重构可通过下式从传递函数hm(f)或h
m-ch
(f)中获得：
[0121]
其中ε1和ε2是加剧对dmd倾斜影响的参数，以改善其在时域上的检测。尽管在大多数情况下，这些参数取决于硬件实现，ε1≤1和1≤ε2≤4。
[0122]
计算了ir(t)的峰值τ
峰值
和形心(centroid)τ
形心
的时间位置。τ
形心-τ
峰值
的符号用于估计dmd倾斜的符号。如果τ
形心-τ
峰值
＜τ
th
，则被假设是l-mmf。如果τ
形心-τ
峰值
＞τ
th
，则其被假设是r-mmf。阈值参数τ
th
(理想情况下对于无噪声的系统而言为零)用于补偿由于系统和重构方法而产生的带宽和噪声限制。例如，在图17中，针对r-mmf和l-mmf的τ
峰值
分别由2300和2330表示。针对r-mmf和l-mmf的形心τ
形心
分别由2310和2320表示。该图示出了对于r-mmf，τ
形心-τ
峰值
＞0，而对于l-mmf，τ
形心-τ
峰值
＜0。
[0123]
在步骤880中，来自校准的dmd倾斜方向和vcsel的中心波长的信息有可能引入考虑vcsel波长偏移的模态带宽的附加校正因子。模态带宽的新估计f2m由下式给出：f2m＝f1m[1 ρ(f1m，τ
形心
，τ
峰值
)[λ
vcsel-λo]]，其中λ
vcsel
是vcsel的中心波长，λo是测试的光谱区域的标称波长(例如850nm)，ρ(f1m，τ
形心
，τ
峰值
)是由下式给出的校正系数：ρ(f1m，τ
形心
，τ
峰值
)＝f1m[1 κ3sign(τ
形心-τ
峰值-τ
th
)]其中κ3＝0.2
±
0.1取决于测量系统的实现。
[0124]
所获得的模态带宽f2m被发送到模块900以用于到达和性能计算。到达估计算法，900
[0125]
信道到达和性能估计方法的流程图如图18所示。该方法开始于模块910，选择要评估的(多个)应用。在模块920中，从存储器检取所选择的(多个)应用的最坏情况vcsel光谱宽度(例如对于400gbase-sr8，δλ＝0.6nm)，并计算最坏情况下的色度传递函数h
ch-wc
(f)。确定3db色度带宽f
ch_wc
。在行业标准中(例如，[6，7])，最坏情况下的传递函数假定为高斯函数。
[0126]
模块800中计算的模态带宽f2m用于产生高斯或超高斯传递函数h
m-wc
(f)。在930中，计算用于所选择的(多个)应用的最坏情况的模态色度带宽f
m-ch_wc
。在超高斯拟合的情况下，将两个传递函数相乘，并在数值上找到f
m-ch_wc
。在高斯拟合的情况下，可以使用下式解析地计算f
m-ch_wc：fm-ch_wc
＝(f
ch_wc-2
f2
m-2
)-0.5
[0127]
在模块940中，从驻留存储器中检取用于所选择的应用的参数(诸如数据速率、目标ber、光调制幅度(oma)、激光上升时间、接收器带宽等)。此外，还从存储器中检取最坏情况下的信道亏损，诸如抖动、rin、mpn.rin、基线漂移等等。
[0128]
在模块950中，链路模型被用于所选择的应用。大多数速度高达每通道25gbps的ieee 802.3以太网应用(使用四个通道的聚合100g)都具有发布在ieee标准机构会议文档中的相关联的链路模型。对于光纤信道，每通道高达28gbps的链路模型可在已发布的会议贡献中找到。最近，发明人在ieee 802.3cm项目[8]中呈现了每通道高达50gbps和64gbps的新模型，并在本公开中使用了更高速度的链路模型，例如，每通道100gbps(使用4通道的聚合400gbps)。
[0129]
图19(a)中示出了使用脉冲幅度调制pam-4的每通道50gbps的链路模型的示例。解
决该模型的完整等式集合已在其他地方公开[8]。这些模型评估性能，例如，对于在任何给定长度下的ber。例如，图19(b)示出了对于被测长度下pam-4信号的眼图。如果获得的ber满足应用的ber或前fec ber要求，则存储示出了所测试的信道通过要求的记录。如果用户选择多于一个应用，则重复该算法，直到模块960估计所有所选择的应用的性能。在实现该条件之后，准备报告并将测试结果发送给用户(图3，步骤740)。长度和反射事件测量算法
[0130]
长度和反射事件测量算法在模块1000中执行。otdr是通常用于表征和验证所安装的光纤信道衰减的测试仪器。otdr将光脉冲(通常为纳秒级)注入被测信道的一端。当脉冲传播时，由于沿光纤的瑞利反向散射，光被连续反射，并使用雪崩光电检测器(apd)接收器捕获该光。给定光纤的折射率n，使用l＝δtc/2n将时间延迟转换为光程长度，其中c是真空中的光速，系数2考虑脉冲的往返路径长度。在图20中，(a)描绘了发射脉冲，并且(b)图示了otdr输出迹线，该迹线沿光学路径以位置和两个反射事件(高反向散射)示出光学衰减。
[0131]
在本公开中，实施例400和实施例500在被测光纤的远端处使用高反射率滤波器410，并且因此不需要昂贵的apd。在这些实施例中，高速和短脉冲宽度tosa 210和rosa 225的高带宽使得能够以厘米分辨率进行长度测量，这比标准otdr好一个数量级。因此，实施例400和实施例500可用于需要严格均衡的光程长度的应用，诸如算法股票交易。
[0132]
如这些实施例中所公开的，优选方法是从tosa 210发射脉冲，并由远端光学反射器410强烈地反射光，然后由rosa 225接收。如上所述，测量参考信号和接收信号之间的延迟，并计算长度。替代地，如图20(c)所示，可使用特别选择的伪随机二进制序列来代替单个脉冲。prbs具有低互相关性，并且可用于实现相关otdr、c-otdr。如图20(d)所示，反射信号与参考信号相关并且发现相关峰值。如前所述，可将延迟转换为光学长度。il和snr测量算法
[0133]
利用模块1200(图3)，可通过比较由实施例400和实施例500中的参考rosa和信道rosa接收的功率来确定信道的损耗。通过重复传输波形n次，可以使用如下等式计算损耗：其中和是n次波形重复的时间平均值，损耗
校正
是校准因子，它考虑了光适配器205、分光器215和220的损耗以及光电检测器响应率之间的差异。
[0134]
光学snr或q因子可按如下计算：其中oma
信道
是接收信号的光学调制幅度，是平均噪声标准差。校准测量算法
[0135]
使用直接调制的vcsel进行mmf的信道带宽测量降低了装置的成本和复杂性。然而，发射条件、msb、直接调制的vcsel的nlti响应以及其他因素会显著增加测量误差。所公开的校准方法1500(图21)是使用vcsel执行准确测量所必需的。
[0136]
校准方法的一部分包括控制发射条件，以将msb和由vcsel引起的带宽的变化最小化。该方法还包括选择“可校正”vcsel以达到预定公差的程度。此外，它计算将在模块800
(图3)中用于信道带宽的准确估计的校正函数。
[0137]
校准需要具有模态色散的各种值的一组参考光纤，这些值在环形通量条件下利用非常准确的激光器的窄线宽进行测量。我们将这些参考光纤称为环形通量光纤参考色散模块ef-fdrm。ef fdrm的ef-mb是利用具有14ps的数量级的rms脉冲宽度的可调谐锁模钛宝石激光器测量的。与205类似的模式混合器和滤波器集成在钛宝石激光器的输出处，以产生ef兼容发射。每个光纤和ef-mb的传递函数被存储并被用于校准。色度带宽：vcsel选择和校正功能
[0138]
初始vcsel选择1510取决于来自在速度≥25gbaud下操作的标准规范中的vcsel的已知参数。例如，vcsel的上升时间应当比30ps好10-90％。此外，抖动和噪声参数(诸如rin、模态噪声(mn)、mpn和确定性抖动)需要满足应用标准(诸如ieee 802.3bm、802.3cd、802.3cm和光纤信道pi-7)中确立的要求。对于使用两个以上波长的多波长设备，使用来自多源协议(msa)的规范，诸如100g swdm4。
[0139]
由于需要使用光适配器205和分光器，所需的光学调制幅度(oma)需要比行业标准中规定的幅度更高。使用oma》-2dbm的vcsel的实验结果降低了测量的不确定性。
[0140]
在1520中，作为温度的函数的附加需求(诸如中心波长和光谱宽度)被测量并被存储在存储器中。同时，还评估了同一参数在恒定温度下的变化。具有显著变化的vcsel被丢弃。
[0141]
在1530中，测量了模块800中使用的、标准中未定义的色度带宽f
ch
。该测量方法使用快速信号发生器、高带宽示波器和高带宽mmf(例如，感兴趣的波长(例如，850nm)处的12ghz
·
km)以将模态色散效应最小化。在1540中，选择ghz
·
km《f_ch《10ghz
·
km的vcsel。
[0142]
如前所述，为了将msb和发射条件的影响最小化，利用经校准的光适配器205。光适配器由模式混合器和模式滤波器组成。模式混合器可使用不同的技术实现，例如，一组串联(concatenated)的mmf，每个mmf具有不同的折射率分布(诸如阶跃折射率和渐变折射率)，并且在一些情况下具有不同的芯直径。模式滤波器可由确定直径的芯轴组成，光纤缠绕在芯轴上。
[0143]
在1550中，为每个vcsel校准光适配器205，以提供稳定的ef发射条件。
[0144]
为了校准，将具有光适配器205的vcsel连接到参考级光纤。使用高分辨率成像系统从参考光纤端面捕获近场强度特性曲线，并计算ef。计算发射的ef，并与图9所示iec 61280-4中确立的限值进行比较。理想ef应当位于如同一图所示的这些限值的中心，因为ef发射的公差比iec标准中规定的公差更严格，可用于提高ef-mb估计的准确性。