具有磁分路的罐形磁芯变压器的制作方法

具有磁分路的罐形磁芯变压器
1.相关申请的交叉引用
2.本技术要求于2019年8月5日提交的美国专利申请序列号62/882,705的优先权权益，出于所有目的，其以全文引用的方式并入本文中。
技术领域
3.本公开的各方面总体上涉及罐形磁芯变压器，并且更具体地说涉及包括磁分路的罐形磁芯变压器。


背景技术：

4.随着时间的推移，便携式手持型x射线荧光测试系统的尺寸已经减小，并且这种尺寸的减小要求产生激发x射线以产生x射线荧光的源的微型化。传统的变压器/cockcroft walton高压倍增器为已知的，但是应当理解，系统的微型化给高压电源带来几个新的挑战。这些系统的电池操作要求效率非常高以提供较长的电池寿命，而减小的尺寸可在散热方面带来挑战。减小的尺寸也带来挑战，包括绝缘空间更小、部件之间的耦合更紧密以及需要使用更小规格的导线。提高x射线检测器系统的灵敏度需要很好地屏蔽电源以消除电磁干扰。
5.此外，变压器、倍增器和emi屏蔽之间的接近度更近极大增加电源部件和屏蔽之间的杂散电容。这种增加的电容具有几种不利影响。首先，由于变压器在相对较高的频率下操作，增加的杂散电容导致在由变压器的磁化或漏电感和杂散电容形成的谐振电路中循环的电流大得多。由于初级绕组中转换的次级电流，这种较大的电流在次级绕组的等效电阻和初级绕组等效电阻中引起较大的焦耳热损耗。增加的电容还降低系统的操作频率，因为频率由变压器电感的谐振频率和总负载电容确定。
6.用于x射线管激发的微型高压电源也受到限制电源效率的若干限制。变压器输出非常高的伏-微秒积分，加上需要最小的尺寸，通常增加铁氧体和铜损耗，从而降低效率。举例来说，用于将变压器的大约5000vpp输出转换为-50kvdc的多级cockcroft-walton倍增器对总级数和与电源效率相关的接地杂散电容非常敏感。
7.变压器的驱动电子设备可利用并联或串联谐振模式进行激发。并联驱动设计提供更高的效率，但在负载改变时保持系统在谐振频率下准确操作所需的电路系统可非常复杂，并且可比串联谐振设计占用显著较大的占据面积。此外，由于这些x射线源用于与用于x射线检测器的极其敏感的电荷放大器紧密接近，因此它们需要具有非常低的emi辐射并且因此具有非常好的屏蔽。随着设计变得越来越微型化，可需要对上述许多要求妥协。
8.串联谐振系统利用变压器的次级绕组的漏电感和总负载电容之间的谐振进行非谐振操作，并且因此可在固定频率下操作时承受较大的谐振改变。这极大地简化驱动电路系统，但需要在初级和次级绕组中都具有低电阻的变压器，因为始终有大电流流动。这通常需要更大的变压器才能够以高频率和高效率操作。
9.许多针对冷阴极荧光灯(ccfl)操作而创建的串联谐振变压器设计包括开放式框架磁芯类型的设计，这种设计产生大量emi并且对它们的屏蔽接近度很敏感。在含有emi和
容忍相邻屏蔽方面，罐形磁芯型变压器比开放式框架磁芯型变压器要好得多，但由于其非常高的耦合系数，在不借助于次级绕组中的非常大的匝数的情况下，难以实现对于期望的操作谐振频率足够低的漏电感。这可导致变压器电阻过高，从而损害效率。
10.因此，期望提供减少或克服先前已知设计中的困难中的一些或全部的串联谐振变压器设计。鉴于以下公开和某些实施例的详细描述，特定目的和优点对于本领域技术人员，即在本技术领域中具有知识或经验的技术人员将是显而易见的。


技术实现要素：

11.根据第一方面，罐形磁芯变压器组合件包括包含由一对高压二极管连接的一对单层电容器的倍增器。罐形磁芯变压器与倍增器串联连接，并且包括具有第一突出部的第一磁芯半部和具有与第一突出部隔开第一间隙的第二突出部的第二磁芯半部。初级绕组缠绕在第一突出部周围，并且次级绕组缠绕在第二突出部周围。磁分路定位在第一磁芯半部和第二磁芯半部之间，并且包括收纳第一突出部的一部分和第二突出部的一部分的中心孔。第二间隙形成在磁分路的外周表面与第一磁芯半部的内表面和第二磁芯半部的内表面之间。
12.根据某些实施例的以下详细公开内容和其图式并根据权利要求书，将进一步理解此处公开的这些和附加特征和优点。
附图说明
13.根据结合附图进行的说明性实施例的以下详细描述，将更全面地理解本发明的实施例的前述和其它特征和优点，在附图中：
14.图1为具有磁分路的罐形磁芯变压器的截面视图。
15.图2为在模拟程序中使用的具有图1的罐形磁芯变压器的电路的电路图。
16.图3a-c说明来自与图2的电路一起使用的模拟程序的初级电流。
17.图4为说明在实际电路中图1的罐形磁芯变压器的性能的曲线图。
18.图5为具有高压发生器的微型x射线源的示意图。
19.图6为示出为具有罐形磁芯变压器的图5的高压发生器的示意图。
20.上文所提及的图不一定按比例绘制，应理解为提供特定实施例的表示，且本质上仅是概念性的且是说明所涉及的原理。为了便于解释和理解，附图中描绘的一些特征相对于其它特征已被放大或变形。附图中相同的参考数字用于各种替代实施例中所示的相似或相同的部件和特征。如本文所公开的变换器将具有部分地由预期应用和其使用环境确定的配置和部件。
具体实施方式
21.尽管罐形磁芯变压器具有许多优点，但仍期望改进其尺寸、效率和操作频率。如果在标准罐形磁芯中放置足够的匝数以实现期望的漏电感和操作频率，那么铜损耗可超过磁芯损耗几个数量级。如果像通常那样使匝数降至最低以平衡铜和磁芯损耗，那么漏电感变得非常小，从而导致操作频率过高。因此，增加漏电感将有助于生产具有更期望操作频率的变压器。因此，目标是找到一种方式来操控变压器的耦合系数，并且因此操控与变压器匝数
无关的操作频率。管理罐形磁芯固有耦合系数将有助于调整罐形磁芯变压器以实现上文讨论的目标。
22.应当理解，微型配置高压dc-dc转换器可包括小罐形磁芯变压器，随后是由两个盘形单层电容器(slc)堆叠与连接两个堆叠的高压二极管组成的倍增器。与多层电容器相比，slc非常坚固可靠，但其电容显著较小。这意味着操作频率必须更高，这通常降低效率。如果堆叠可间隔一厘米左右，那么杂散电容可降至最低，但这与微型配置不兼容。此外，倍增器必须安装在尽可能小的电磁屏蔽外壳中，这也增加杂散电容。杂散电容很重要，因为通过杂散电容的循环电流可使由于x射线管负载产生的电流变小，并且可在高压变压器中导致较大的焦耳热损耗。
23.微型倍增器堆叠配置的理想操作频率在大约80和大约100khz之间。在较高频率下操作使通过杂散电容的变压器的次级谐振电流增加过多，而在低于此频率下操作对于相同的输出电压需要更高的驱动ac电压，从而增加功率损耗。此频率范围的串联谐振系统将需要大约120khz的谐振频率。在谐振频率附近而不是在谐振频率处操作增加变压器的电压增益，并且过滤输出波形以获得更好的emi性能。
24.如本文所用，术语“大约”意指在变压器的制造和使用领域中的合理的商业工程目标、成本、制造公差以及能力的限制范围内接近或约为特定值。在某些实施例中，除非另外说明，否则上述规定或标称值的术语“大约”意指规定或标称值的 /-5％。类似地，如本文所用，术语“基本上”意指在变压器的制造和使用领域中的合理的商业工程目标、成本、制造公差以及能力的限制范围内，大部分或几乎相同。
25.应当理解，在屏蔽slc倍增器配置中以13pf的典型杂散电容实现期望的操作频率需要大约0.1h的次级漏电感。由于罐形磁芯配置的耦合非常紧密，这在具有实际匝数的次级导线的传统罐形磁芯中几乎不可能获得。次级匝数如此之高，并且所需的线规如此之小，以至于次级功率损耗巨大。
26.已经发现可通过在初级和次级绕组之间放置磁分路来降低变压器的耦合系数。可调谐具有间隙的磁分路和具有间隙的罐形磁芯，以实现相对较低的耦合系数。磁分路可在不耗散功率的情况下增加漏电感和限制电流，从而改进效率。
27.举例来说，使用屏蔽slc倍增器尝试磁分路配置，并且在次级绕组上仅使用1100匝导线就可以获得约130khz的谐振频率。结果发现，效率急剧上升；从开放式框架变压器的约75％到磁分流罐形磁芯变压器的90％以上。性能的增加是由于在相同的输出功率下初级绕组电流急剧降低。通过初级绕组电阻循环的初级绕组电流为功率损耗的来源。初级绕组中的电流有两个分量：通过初级绕组磁化电感的电流和反射的次级绕组电流。这两种电流都在几安培rms(a
rms
)的数量级上，并且导致数百毫瓦的功率损耗。然而，在本技术中，磁化电流滞后于驱动电压90度，并且反射的次级绕组电流超前驱动电压90度，因此两个电流相位相差180度。如果通过调整磁分路的厚度和两个间隙的宽度来优化变压器耦合，那么可实现其中磁化电流和反射的次级绕组电流大致相同幅度的操作点。由于两个电流异相，因此在初级绕组中循环的最终电流显著减少，并且因此初级功率损耗急剧下降。
28.参考图1，罐形磁芯变压器10可包括第一磁芯半部12，其包括第一突出部14，并且相对的第二磁芯半部16可包括第二突出部18。第一磁芯半部12可具有大约10mm的高度c，并且第二磁芯半部16可具有大约10mm的高度d。第一突出部14可与第二突出部18隔开以在其
间限定第一间隙20。在某些实施例中，第一间隙20可在大约0.1mm和大约1mm之间。第一线圈架22可定位在第一突出部14周围，并且初级绕组24可缠绕在第一线圈架22周围。第二线圈架26可定位在第二突出部18周围，并且次级绕组28可缠绕在第二线圈架26周围。在某些实施例中，第一线圈架22的高度h大于第二线圈架26的高度j。在某些实施例中，高度h可在大约2mm和大约5mm之间，并且高度j可在大约4mm和大约10mm之间。
29.磁分路30可定位在具有初级绕组24的第一线圈架22和具有次级绕组28的第二线圈架26之间。磁分路30可为盘形并且包括收纳第一突出部14的一部分的中心孔32。磁分路30的外径的尺寸可略小于第一磁芯半部12的内径，使得第二间隙34形成在磁分路30的外周表面36和第一磁芯半部12的内表面38之间。在某些实施例中，第二间隙34可在大约0.5mm和大约3mm之间。在某些实施例中，磁分路30可由铁氧体形成并且可具有约1mm的厚度，或由形成并且可具有约0.05mm的厚度。
30.在某些实施例中，次级绕组28的匝数大约为40号awg导线的1100匝，其中漏电感为大约100mh。这与典型的开放式框架变压器的漏电感为大约35mh的大约2000匝的44号awg导线形成鲜明对比。在某些实施例中，测试示出效率从开放式框架变压器的大约75％增加到几乎90％。此外，实现初级绕组24中反射的次级谐振电流从大约2.5a
rms
减少到1.5a
rms
，这将初级绕组耗散减少大约60％以上。这与较低的次级绕组28焦耳热一起由于更少的匝数和增加的线规而被发现是效率跳跃的原因。
31.图2中说明在并入罐形磁芯变压器10的以集成电路为重点的模拟程序(“spice”)中使用的电路40的示意性表示。应当理解，磁化和漏电感被建模为外部电感器，并且升压比由具有足够大的电感以具有可忽略不计影响的理想变压器提供。如上所述，包括两个盘形slc c3和c4堆叠的倍增器42通过高压二极管d1和d2连接。500欧姆电阻器r1定位在倍增器42的上游，而4兆欧电阻器r2定位在倍增器42的下游。电压驱动器与变压器上游的0.05欧姆电阻器r3串联。
32.来自spice模拟的最终初级绕组电流在图3a-c中说明，对于2pf的低杂散电容，如图3a所示，对于13pf的标称杂散电容，如图3b所示，并且对于20pf的高杂散电容，如图3c所示。初级绕组功耗为通过计算与电压驱动器串联的0.05欧姆电阻器r3中的功耗来测量的，输出为5kv。对于c1＝2pf，如图3a所示，功耗为大约380mw。对于c1＝13pf，如图3b所示，功耗为大约46mw。对于c1＝20pf，如图3c所示，功耗为大约228mw。很明显，slc倍增器的杂散电容处的耗散最小。电流图中的顶部轨迹示出初级电阻的功耗，而底部轨迹示出磁化电流mc、反射的次级电流rsc和总电流sc。可以看出，总电流在图3b中说明的13pf的杂散电容值处降至最低。
33.对实际电路进行测量，以参看spice模拟与电路的真实世界性能的匹配程度，并且在图4中说明。此处说明的是驱动波形dw和初级磁化电流r1。r2示出初级和次级绕组都安装在罐形磁芯中但没有负载时的电流。r3示出负载为11pf的电流，并且r4示出负载为22pf的电流。电流为4a/div，除r4为20a/div外。很明显，初级电流最低并且因此效率最高为负载电容等于slc倍增器的等效电容的条件。通过调整罐形磁芯元件、磁分路和匝数的参数，可调谐有效负载电容的这种效应。通过在罐形磁芯变压器中使用磁分路，您可通过调整反射的次级电流来实现非常高的效率以使初级损耗降至最低，您可降低操作频率和次级匝数以减少次级损耗，并且独立调整漏电感的能力允许电路补偿由于部件和屏蔽的紧密接近而导致
的高杂散电容。
34.用于x射线管的微型高压电源在图5-6中说明。如图5中所见，微型x射线源包括用于各自可操作地连接到x射线管56的灯丝驱动电路52和高压发生器54的控制电子设备50。如图5中所见，高压发生器54包括罐形磁芯变压器10和随后的cockcroft walton级58。
35.提供具有slc和近端屏蔽的倍增器并且因此高杂散电容，以及具有磁分路的罐形磁芯高压变压器，可产生微型化的50kvdc高压电源，其与前述领域的电源相比具有更高的效率、emi性能和体积效率。
36.运用从本公开获得的知识，本领域技术人员将认识到，在不脱离本发明的范围的情况下，可对所公开的设备和方法进行各种改变以获得这些和其它优点。因而，应理解，本文中所描述的特征易于被修改、更改、改变或替代。举例来说，明确地旨在以基本相同的方式执行基本相同的功能以实现相同的结果的那些元件和/或步骤的所有组合均在本发明的范围内。从一个描述的实施例到另一个实施例的元件替换也是完全预期和考虑的。本文中说明并描述的特定实施例仅出于说明性目的，而不限制如所附权利要求书中阐述的本发明。其它实施例对于本领域技术人员将是显而易见的。应理解，前述描述仅是为了清晰起见而提供，并且仅仅是示例性的。本发明的精神和范围不限于上述实例，而是由所附权利要求涵盖。