具有零电流切换的顺向-返驰式转换装置及其切换方法与流程

1.本发明有关一种具有零电流切换的顺向-返驰式转换装置及其零电流切换方法，尤指一种利用谐振延迟达成零电流切换的顺向-返驰式转换装置及其切换方法。


背景技术：

2.现今比较常见的电源转换器(power converter)的架构可以为顺向式(forward)或者返驰式(flyback)，但无论是顺向式还是返驰式电源转换器，其都具有各自的优点。为了将两者的优点整合为一，因此发展出将两者电路整合为一的顺向-返驰式电源转换器(forward-flyback converter)。当操作于顺向式转换模式时，利用顺向式作为倍压回路应用而提高增益比，并减少高增益所需的次级侧绕线比。当操作于返驰式转换模式时，利用返驰式（flyback）在功率组件截止时输出能量给负载。
3.如图1所示为现有技术的顺向-返驰式转换装置的波形图。顺向-返驰式电源转换器中，初级侧电流ip是由变压器初级侧的电感电流il与谐振电流ir所合成。但是，由于在初级侧的主开关被关断时(即时间t3)，由电感电流il与谐振电流ir所合成初级侧电流ip并未下降到0，因此，在此时将主开关关断的操作方式属于硬切换(hard switch)。此种切换方式会造成切换损失较高、无法有效地降低电磁干扰(emi)，也因为主开关的电流应力过大容易造成主开关损坏或者使用耐电流能力较高的主开关而增加成本的缺点。


技术实现要素：

4.本发明的目的在于解决现有技术的问题，提供一种具有零电流切换的顺向-返驰式转换装置及其零电流切换方法，来降低主开关切换时的电流应力、切换损失与有效降低电磁干扰。
5.为达成上述目的，本发明所提出的顺向-返驰式转换装置包括：顺向-返驰式转换器与控制单元，且顺向-返驰式转换器包括：变压器、主开关、电容组及开关组。变压器包括初级侧绕组与次级侧绕组。主开关耦接初级侧绕组。电容组包括串联的第一电容与第二电容，且次级侧绕组的一端耦接第一电容与第二电容。及开关组并联电容组，且包括串联的第一开关与第二开关，次级侧绕组的另一端耦接第一开关与第二开关。其中，控制单元耦接主开关与开关组。控制单元导通主开关与第二开关时，在初级侧绕组产生具有谐振的初级侧电流，且在小于或等于二分之一的自然周期时，控制单元关断第二开关。
6.于一实施例中，初级侧电流由变压器与电容组谐振时所产生的谐振电流与初级侧绕组储能时所产生的电感电流而合成。
7.于一实施例中，自然周期为谐振电流的谐振频率的倒数，且谐振频率的由变压器的漏电感与电容组的电容值决定。
8.于一实施例中，在控制单元关断主开关前的四分之一自然周期内，控制单元导通第二开关。
9.于一实施例中，在控制单元关断主开关时，控制单元同时关断第二开关。
10.于一实施例中，当该主开关达该工作责任时间，控制单元在初级侧电流为零区间时，关断主开关与第二开关。
11.本发明的再另一目的在于提供一种顺向-返驰式转换装置的零电流切换方法，解决现有技术的问题。
12.为达成前揭目的，本发明所提出的零电流切换方法是控制耦接于变压器的初级侧绕组的主开关，以及耦接于变压器的次级侧绕组的开关组，开关组并联电容组，且包括串联的第一开关与第二开关，其中零电流切换方法包括下列步骤：控制主开关、第一开关与第二开关的切换而将输入电压通过变压器与电容组转换为输出电压。导通主开关与第二开关，使初级侧绕组产生具有谐振的初级侧电流。及在导通主开关与第二开关，且小于或等于二分之一的自然周期时，关断第二开关。
13.于一实施例中，初级侧电流由变压器与电容组谐振时所产生的谐振电流与初级侧绕组储能时所产生的电感电流而合成。
14.于一实施例中，自然周期为谐振电流的谐振频率的倒数，且谐振频率的由变压器的漏电感与电容组的电容值决定。
15.于一实施例中，在关断该主开关前的四分之一的自然周期内，导通第二开关。
16.于一实施例中，在关断该主开关时，同时关断第二开关。
17.于一实施例中，在到达工作责任时间时，初级侧电流下降至零区间，且在初级侧电流为零区间时，关断主开关与第二开关。
18.本发明的主要目的及功效在于，在控制信号导通主开关期间，利用第二控制信号控制第二开关的导通与关闭而使得谐振电流产生谐振延迟，以使初级侧电流在特定的时间会下降至零区间后，控制单元再控制主开关关断，可以使得主开关的关断为零电流切换，进而达成降低开关切换时的损耗与提高电路效率的功效。
19.为了能更进一步了解本发明为达成预定目的所采取的技术、手段及功效，请参阅以下有关本发明的详细说明与附图，相信本发明的目的、特征与特点，当可由此得一深入且具体的了解，然而所附图式仅提供参考与说明用，并非用来对本发明加以限制。
附图说明
20.图1为现有技术的顺向-返驰式转换装置的波形图；图2为本发明具有零电流切换的顺向-返驰式转换装置的电路方块图；图3为本发明具有零电流切换的顺向-返驰式转换装置的波形图；及图4为本发明顺向-返驰式转换装置的零电流切换方法流程图。
21.图中：10
…
顺向-返驰式转换装置；10-1
…
整流单元；12
…
顺向-返驰式转换器；122
…
变压器；122-1
…
初级侧绕组；122-2
…
次级侧绕组；llk1
…
初级侧等效漏感；llk2
…
次级侧等效漏感；lm
…
激磁电感；124
…
主开关；126
…
电容组；c1
…
第一电容；c2
…
第二电容；128
…
开关组；cr
…
谐振电路；q1
…
第一开关；q2
…
第二开关；14
…
控制单元；20
…
负载；vin
…
输入电压；vo
…
输出电压；vac
…
交流电压；sc
…
控制信号；sc1
…
第一控制信号；sc2
…
第二控制信号；ip
…
初级侧电流；il
…
电感电流；ir
…
谐振电流；tn
…
自然周期；z
…
零区间；t0~t3
…
时间。
具体实施方式
22.有关本发明的技术内容及详细说明，配合附图说明如下，以使本领域的技术人员可以更好的理解本发明并能予以实施，但所举实施例不作为对本发明的限定。
23.请参见图2为本发明具有零电流切换的顺向-返驰式转换装置的电路方块图。顺向-返驰式转换装置10接收输入电压vin，且转换输入电压vin为输出电压vo，以提供输出电压vo对负载20供电。顺向-返驰式转换装置10包括顺向-返驰式转换器12与控制单元14，且控制单元14用以控制顺向-返驰式转换器12将输入电压vin转换为输出电压vo。顺向-返驰式转换器12包括变压器122、主开关124、电容组126及开关组128，且变压器122包括初级侧绕组122-1与次级侧绕组122-2。初级侧绕组122-1的一端接收输入电压vin，且初级侧绕组122-1的另一端耦接主开关124。电容组126包括串联的第一电容c1与第二电容c2，且次级侧绕组122-2的一端耦接第一电容c1与第二电容c2之间的节点。开关组128并联电容组126，且包括串联的第一开关q1与第二开关q2，次级侧绕组122-2的另一端耦接第一开关q1与第二开关q2。其中，变压器122更包括等效的初级侧等效漏感llk1、次级侧等效漏感llk2及激磁电感lm，其应用将会于下文中有进一步地说明。
24.控制单元14耦接主开关124、第一开关q1及第二开关q2，且提供控制信号sc、第一控制信号sc1及第二控制信号sc2分别控制主开关124、第一开关q1及第二开关q2的切换，以控制顺向-返驰式转换器12将输入电压vin转换为输出电压vo。其中，控制单元14提供控制信号sc控制主开关124导通时，顺向-返驰式转换器12被操作于顺向式转换模式，且控制主开关124关断时，顺向-返驰式转换器12被操作于返驰式转换模式。顺向-返驰式转换器12的特点在于，顺向-返驰式转换器12可以补足典型的返驰式转换无法设计在高功
率
输出的缺点。当操作于顺向式转换模式时(即主开关124导通时)，利用顺向式（forward）做为倍压回路应用而提高增益比，并减少高增益所需的次级侧绕线比。当操作于返驰式转换模式时(即主开关124关断时)，利用返驰式（flyback）在功率组件截止时输出能量给负载20。值得一提，于本发明的一实施例中，顺向-返驰式转换装置10可包括整流单元10-1。整流单元10-1耦接顺向-返驰式转换器12，且将交流电压vac整流为直流的输入电压vin，以提供直流的输入电压vin至顺向-返驰式转换器12。
25.请参阅图3为本发明具有零电流切换的顺向-返驰式转换装置的波形图，复配合参阅图1~图2。如图1所示，由于在控制单元14欲关断主开关124时(即图1的时间t3)，流过主开关124的初级侧电流ip仍然很高，因此在此时关断主开关124的电流应力很大，属于硬切换式的操作。此操作会造成开关的损耗大、电路效率不佳、无法有效地降低电磁干扰、主开关易损坏的缺点。本发明的主要目的在于，在控制信号sc导通主开关124期间，利用第二控制信号sc2控制第二开关q2的导通与关闭而使得谐振电流ir产生谐振延迟，以使初级侧电流ip在特定的时间会下降至零区间。在初级侧电流ip下降至零区间时，控制单元14再控制主开关124关断，可以使得主开关124的关断为零电流切换(即零电流关断)，进而达成降低开关切换时的损耗、提高电路效率与有效地降低电磁干扰的功效。
26.请参阅图3，在时间t0时，控制单元14提供控制信号sc导通主开关124，且同步地提供第二控制信号sc2导通第二开关q2。在主开关124被导通时，输入电压vin与接地端产生电位差，因此电流流过激磁电感lm而产生电感电流il。此时，由于第二开关q2也被导通，因此使得初级侧等效漏感llk1、次级侧等效漏感llk2、第一电容c1及第二电容c2构成谐振电路
cr。此谐振电路cr的总电感量换算至变压器的初级侧可表示为llk1 n2llk2，且总电容量换算至变压器的初级侧可表示为(c1 c2)n2。其中，n为变压器122的匝数比。通过此谐振电路cr的谐振，会使得初级侧绕组122-1感应到谐振电流ir，因此电感电流il与谐振电流ir所合成的电流即为初级侧电流ip。
27.进一步而言，谐振电路cr会使得谐振电流ir为具有谐振频率的电流，此谐振频率可通过初级侧等效漏感llk1、次级侧等效漏感llk2、第一电容c1及第二电容c2的数值而获得。意即，谐振频率由该变压器的漏电感(初级侧等效漏感llk1与次级侧等效漏感llk2)与电容组(第一电容c1及第二电容c2)的电容值决定。谐振频率的倒数即为自然周期tn，在此先决条件下，通过对谐振电路cr的设计使得控制单元14欲关断主开关124时(时间t3)时，初级侧电流ip会因为谐振电流ir谐振的影响而下降至0。因此，初级侧电流ip在控制信号sc关断主开关124时的电流值，可以通过调整谐振电路cr的参数(即初级侧等效漏感llk1、次级侧等效漏感llk2、第一电容c1及第二电容c2)而改变。
28.复参阅图3，在时间为t0至t1时，电流持续流过激磁电感lm而使初级侧绕组122-1持续储能，使得电感电流il持续上升。此时，由于第二开关q2导通，因此使第一电容c1与第二电容c2充电而使谐振电路cr谐振。此谐振通过变压器122的耦合效应，于初级侧绕组122-1产生到正半周的谐振电流ir。此谐振电流ir加上电感电流il即为初级侧电流ip，所以初级侧电流ip呈现大致上为半波的形状。在到达大致上等于(其可以为小于或等于)二分之一的自然周期tn(时间t1)时，谐振电流ir的正半周接近0而准备进入负半周。此时，控制单元14关断第二开关q2，使初级侧电流ip暂时停止向负半周谐振。
29.在时间为t1至t2时，由于第二开关q2被关断，因此谐振电流ir维持在0。由于电流持续流过激磁电感lm而使初级侧绕组122-1持续储能，电感电流il仍然持续上升。因此，初级侧电流ip呈现大致上等于电感电流il的波形。在时间为t2时，为控制单元欲关断主开关124前的四分之一的自然周期tn内。此时，控制单元14导通第二开关q2，使得谐振电流ir再次开始谐振而使谐振电流ir向负半周的方向降低。利用此时间点导通第二开关q2可以使得控制单元14欲关断主开关124时，初级侧电流ip恰巧下降至0。意即，初级侧方向继续产生谐振电流ir，使谐振电流ir与电感电流il在初级侧方向相反而互相抵消，而使初级侧电流ip下降至零区间。值得一提，时间在t1至t2之间并非为四分之一的自然周期tn。具体而言，由于自然周期tn为时间固定的周期，但主开关124的切换周期为控制单元14根据回授顺向-返驰式转换器10所回授的信号而调整的，其为不固定的周期。因此，时间在t1至t2之间例如但不限于，可能间隔了多个自然周期tn。
30.在时间为t2至t3时，谐振电流ir持续向负半周的方向降低，且电感电流il仍然持续上升的故，因此初级侧电流ip呈现谐振电流ir与电感电流il相互抵销的状况而逐渐下降。在时间为t3时，初级侧电流ip会因为谐振电流ir与电感电流il相互抵销的原因而下降至零区间z。其中，零区间z所指的是电流大致上为0，其可以包括一个微小的误差范围(例如但不限于正负3%的范围)。此时，控制单元14关断主开关124与第二开关q2。在时间为t3关断主开关124的原因在于，此时的初级侧电流ip恰巧下降至零区间z，主开关124两端的电流应力很小而使得在此时可进行主开关124的零电流关断。由于主开关124操作在零电流关断的故，主开关124的功率损耗小，可以提高电路整体效率、降低主开关124损坏的风险及有效地降低电磁干扰。其中，时间t3为工作责任时间，工作责任时间为控制单元14根据顺向-返驰
式转换装置10所回授的讯号而设定。工作责任时间可能为不固定，其原因在于顺向-返驰式转换装置10可能操作于变频模式，而时间t0至t3即为一个工作责任周期。
31.值得一提，于本发明的一实施例中，在时间为t3时，初级侧电流ip下降至0为较佳的实施方式，但是因谐振电路cr的设计及数值的计算在实际应用中会具有非理想上的落差，因此在实务上可以依照实际需求，合理的扩大零区间z的范围(例如但不限于正负10%的区间等)。
32.请参阅图4为本发明顺向-返驰式转换装置的零电流切换方法流程图，复配合参阅图2~图3。顺向-返驰式转换装置的零电流切换方法首先包括，控制主开关与开关组的切换而将输入电压通过变压器与电容组转换为输出电压s100。控制单元14分别提供控制信号sc、第一控制信号sc1及第二控制信号sc2控制主开关124、第一开关q1及第二开关q2的切换，以控制顺向-返驰式转换器12将输入电压vin转换为输出电压vo。
33.然后，导通主开关与第二开关，使初级侧绕组产生具有谐振的初级侧电流s120。在主开关124被导通时，输入电压vin与接地端产生电位差，因此电流流过激磁电感lm而产生电感电流il。此时，由于第二开关q2也被导通，因此使得初级侧等效漏感llk1、次级侧等效漏感llk2、第一电容c1及第二电容c2构成谐振电路cr。通过此谐振电路cr的谐振，会使得初级侧绕组122-1感应到谐振电流ir，因此电感电流il与谐振电流ir所合成的电流即为初级侧电流ip。进一步而言，谐振电路cr会使得谐振电流ir为具有谐振频率的电流，此谐振频率可通过初级侧等效漏感llk1、次级侧等效漏感llk2、第一电容c1及第二电容c2的数值而获得。意即，谐振频率的由该变压器的漏电感(初级侧等效漏感llk1与次级侧等效漏感llk2)与电容组(第一电容c1及第二电容c2)的电容值决定。
34.最后，在导通主开关与第二开关，且小于或等于二分之一的自然周期时，关断第二开关s140。在控制信号sc导通主开关124期间，利用第二控制信号sc2控制第二开关q2的导通与关闭而使得谐振电流ir产生谐振延迟，以使初级侧电流ip在特定的时间会下降至零区间。在初级侧电流ip下降至零区间时，控制单元14再控制主开关124关断，可以使得主开关124的关断为零电流切换，进而达成降低开关切换时的损耗与提高电路效率的功效。
35.在控制信号sc导通主开关124期间中，当到达大致上等于(其可以为小于或等于)二分之一的自然周期tn(时间t1)时，谐振电流ir的正半周接近0(即零区间z)而准备进入负半周。此时，控制单元14关断第二开关q2，使初级侧电流ip暂时停止向负半周谐振。当控制单元欲关断主开关124前的四分之一的自然周期tn内(时间t2)，控制单元14导通第二开关q2，使得谐振电流ir再次开始谐振而使谐振电流ir向负半周的方向降低。当控制单元关断主开关124时(时间t3)，初级侧电流ip会因为谐振电流ir与电感电流il相互抵销的原因而下降至零区间z。此时的初级侧电流ip恰巧下降至零区间z，主开关124两端的电流应力很小而使得在此时可进行主开关124的零电流关断。同时，控制单元14也关断第二开关q2。
36.值得一提，于本发明的一实施例中，上述零电流切换方法并不限定仅能操作于图2所出示的顺向-返驰式转换装置10。具体而言，由于顺向-返驰式转换装置具有可变形的电路结构(例如但不限于初级侧或次级侧使用全桥电路等变形的结构)，因此上述操作方法同样适用于经变形的顺向-返驰式转换装置的电路结构，其控制单元14所控制的方式可施行于经变形的顺向-返驰式转换装置中，具有相似操作特征的开关。
37.以上所述实施例仅是为充分说明本发明而所举的较佳的实施例，本发明的保护范
围不限于此。本技术领域的技术人员在本发明基础上所作的等同替代或变换，均在本发明的保护范围之内。本发明的保护范围以权利要求书为准。