一种自适应脉宽去噪声折叠技术

1.本发明是一种自适应脉宽去噪声折叠技术，属于集成电路技术领域。


背景技术：

2.在现代各类片上系统中，通常采用具有良好输出频率精度的小数分频锁相环作为频率产生电路，提供系统所需的本振信号或时钟信号；另一方面，在振荡器结构的选择中环形振荡器(ro)逐渐成为主流，因其具有极宽的频率范围和多相位输出。在基于和差调制器(sdm)的小数分频锁相环中，由于电荷泵(cp)充放电流之间不可避免存在失配，造成的电路非线性，使得带外高频噪声折叠到带内，恶化带内噪声性能。
3.当环路锁定时，由于不可避免的非线性使得鉴频鉴相器/电荷泵 (pfd/cp)传输曲线在零点附近出现非线性，针对此问题已提出一些传统方法进行解决。如图2，在cp负载端加入固定的静态电流i
offset
，当环路锁定时，形成固定的相位差，避开pfd/cp非线性的影响。基于相同的原理，如图3，在pfd电路中增加一路延时t
offset
，产生dn信号比up信号晚t
offset
关断i
dn
电流源，因此在电路中多抽取了i
dn
·
t
offset
大小的电流，达到增加静态电流的效果。由于控制电压vc上产生较大的纹波，严重恶化系统参考杂散，针对此问题，如图4，在cp负载端加入一占空比固定的偏移电流i
offset
，从时序图可以得知，若用于选通偏移电流的脉宽信号具有恰当的相位，则纹波δv3将降低，不恶化参考杂散性能。但是对于传统脉宽电流线性化技术，其脉冲宽度固定，当输出频率范围较大时，不能在较好的抑制噪声折叠的同时维持良好的参考杂散性能，因此发明一种脉宽自适应输出频率的方案有重要意义。


技术实现要素：

4.针对现有技术存在的不足，本发明提供了一种自适应脉宽去噪声折叠技术，通过增加自适应脉宽产生器，以解决上述背景技术中提出的问题。
5.为了实现上述目的，本发明是通过如下的技术方案来实现：一种自适应脉宽去噪声折叠技术，包括辅助控制器、脉宽产生器、脉宽电流源、环路滤波器、压控振荡器、多模分频器、和差调制器、鉴频鉴相器及电荷泵，所述辅助控制器与所述脉宽产生器相连，所述脉宽产生器产生的脉宽信号连接并控制所述脉宽电流源，有效避免鉴频鉴相器/电荷泵非线性区且不恶化参考杂散，所述脉宽电流源与所述电荷泵及所述环路滤波器相连于同一点，所述环路滤波器与所述脉宽产生器及所述压控振荡器相连于一点，所述压控振荡器与所述多模分频器相连，所述多模分频器与所述和差调制器及所述鉴频鉴相器相连于同一点，所述鉴频鉴相器与所述电荷泵相连。
6.进一步地，所述压控振荡器由反相器u1、反相器u2、反相器u3、反相器u4和反相器u5组成，所述反相器u1的输出与所述反相器u2的输入相连，所述反相器u2的输出与所述反相器u3的输入相连，所述反相器 u3的输出与所述反相器u4的输入相连，所述反相器u4的输出与所述反相器u5的输入相连，所述反相器u5的输出vout与所述反相器u1的输入相连，所述u1、u2、u3、u4和u5都由m1、m2组成，其中m1、m2 单个晶体管大小相等，个数不等。m1为8个
相同的晶体管并联，m2为24 个相同的晶体管并联，即m2总的宽度是m1总宽度的3倍，总长度相等， m2管的源端接控制电压vc，通过改变vc改变输出频率大小。
7.进一步地，所述脉宽产生器由缓冲器u6、反相器u7和与非门u8组成，所述缓冲器u6输入接参考源信号ref与控制信号vc，所述缓冲器 u6与所述反相器u7相连，所述反相器u7的输出与参源信号ref和所述与门u8相连输出脉宽信号b。
8.进一步地，所述缓冲器的延时时间是压控振荡器周期的2倍，所述压控振荡器输出频率发生变化时，所述脉宽产生器输出信号b脉宽也会自适应发生变化，即所述脉宽产生器的输出信号b脉宽跟随压所述控振荡器输出频率变化，避开电荷泵非线性区的同时不恶化参考杂散，所述缓冲器u6 由反相器u9至u28所构成的25级反相器级联而成，所述反相器u9的输入端接参考源信号ref，所述反相器u9至u28的控制端接控信号vc，改变所述缓冲器的延时时间，所述反相器u28接输出信号a。
9.进一步地，所述反相器u9至u28与反相器u1至u5结构保持一致， m1、m2采用等比复制技术，并联数量等比例缩小8倍，即宽度等比例缩小8倍，延时不变，功耗缩小8倍，面积缩小8倍，得到由m3、m4组成的反相器u9至u28。
10.本发明的有益效果：本发明是一种自适应脉宽去噪声折叠技术，提出了一种自适应脉宽去噪声折叠技术，采用脉宽自适应电路，在输出信号频率变化时，同时跟随改变鉴频鉴相器的偏移时间，从而保证合适的脉冲宽度，增加了锁相环工作频率范围。由于引入反相器延时单元数量较大，功耗与面积大幅度增加，为了降低功耗、缩小面积，本发明将缓冲器的反相器延时单元采用等比复制技术，其延时时间不变，同时缓冲器功耗与面积等比例下降。在实际使用的时候，更适合应用于低功耗小尺寸领域。
附图说明
11.通过阅读参照以下附图对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显：
12.图1为本发明提出的自适应脉宽去噪声折叠技术的结构示意图；
13.图2为已有的直流偏移线性化补偿技术示意图；
14.图3为已有的增加延时线性化补偿技术示意图；
15.图4为已有的脉宽偏移线性化补偿技术示意图；
16.图5为本发明中压控振荡器的电路原理图；
17.图6为本发明中鉴频鉴相器输入信号仿真眼图；
18.图7为本发明的自适应脉宽去噪声折叠技术电路中脉宽产生器的电路原理图；
19.图8为脉宽产生器的时序图；
20.图9为脉宽产生器电路中缓冲器电路原理图；
21.图10为2tvco输出脉冲宽度与实际输出脉冲宽度仿真对比图。
具体实施方式
22.为了使本发明实现的技术手段、创作特征、达成目的与功效易于明白了解，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例(振荡器的选择可以多
种，只要脉宽产生器中延时单元应用了与振荡器结构相同的延时单元，同时也可以采取等比复制技术降低脉宽产生器的面积与功耗，这些均在本专利保护范围内)。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。
23.噪声折叠：在基于和差调制器的小数分频锁相环中，由于环路中存在非线性模块，即电荷泵电路中充放电电流不匹配，导致被和差调制器整形到高频偏处的量化噪声折叠回低频偏处，恶化带内噪声。
24.参考杂散：电荷泵中非理想因素的存在(如充放电电流的不匹配)会在振荡器控制电压信号引入与参考时钟频率相同的周期性纹波，导致输出信号有周期性的杂散成分，杂散存在处的频率与载波频率处的频率差为参考时钟频率。
25.请参阅图1，本发明提供一种自适应脉宽去噪声折叠技术方案：包括辅助控制器、脉宽产生器、脉宽电流源、环路滤波器、压控振荡器、多模分频器、和差调制器、鉴频鉴相器及电荷泵，所述辅助控制器与所述脉宽产生器相连，所述脉宽产生器产生的脉宽信号连接并控制所述脉宽电流源，有效避免鉴频鉴相器/电荷泵非线性区且不恶化参考杂散，所述脉宽电流源与所述电荷泵及所述环路滤波器相连于同一点，所述环路滤波器与所述脉宽产生器及所述压控振荡器相连于一点，所述压控振荡器与所述多模分频器相连，所述多模分频器与所述和差调制器及所述鉴频鉴相器相连于同一点，所述鉴频鉴相器与所述电荷泵相连。
26.压控振荡器由反相器u1、反相器u2、反相器u3、反相器u4和反相器u5组成，所述反相器u1的输出与所述反相器u2的输入相连，所述反相器u2的输出与所述反相器u3的输入相连，所述反相器u3的输出与所述反相器u4的输入相连，所述反相器u4的输出与所述反相器u5的输入相连，所述反相器u5的输出vout与所述反相器u1的输入相连，所述u1、 u2、u3、u4和u5都由m1、m2组成，其中m1、m2单个晶体管大小相等，个数不等。m1为8个相同的晶体管并联，m2为24个相同的晶体管并联，即m2总的宽度是m1总宽度的3倍，总长度相等，m2管的源端接控制电压vc，通过改变vc改变输出频率大小。
27.脉宽产生器由缓冲器u6、反相器u7和与非门u8组成，所述缓冲器 u6输入接参考源信号ref与控制信号vc，所述缓冲器u6与所述反相器 u7相连，所述反相器u7的输出与参源信号ref和所述与门u8相连输出脉宽信号b。
28.缓冲器的延时时间是压控振荡器周期的2倍，所述压控振荡器输出频率发生变化时，所述脉宽产生器输出信号b脉宽也会自适应发生变化，即所述脉宽产生器的输出信号b脉宽跟随压所述控振荡器输出频率变化，避开电荷泵非线性区的同时不恶化参考杂散，所述缓冲器u6由反相器u9至u28所构成的25级反相器级联而成，所述反相器u9的输入端接参考源信号ref，所述反相器u9至u28的控制端接控信号vc，改变所述缓冲器的延时时间，所述反相器u28接输出信号a。
29.所述反相器u9至u28与反相器u1至u5结构保持一致，m1、m2采用等比复制技术，并联数量等比例缩小8倍，即宽度等比例缩小8倍，延时不变，功耗缩小8倍，面积缩小8倍，得到由m3、m4组成的反相器u9 至u28。
30.本发明工作原理：
31.本发明提出了一种自适应脉宽去噪声折叠技术，如图1，当辅助控制模块(acm)检
测到环路锁定时，脉宽产生器(pg)开始工作，自适应跟随压控振荡器输出频率产生窄脉冲信号b控制开关导通关闭，即偏移电流i
offset
跟随开关导通关闭。脉冲产生器中采用的延时单元与压控振荡器反相器延时单元一致，具有相同的延时时间常数，从而保证脉宽产生器输出脉宽自适应跟随压控振荡器输出频率，由于
32.t
vco
＝2ntd33.式中t
vco
为压控振荡器震荡周期，n为压控振荡器中延时单元级数(即反相器级数)，td为反相器延时时间。由于要得到振荡器一个周期的延时时间，需要2n个反相器，导致脉宽产生模块功耗与面积消耗过大，因此发明一种低功耗、小面积的脉冲缓冲器具有十分重要的意义。
34.本发明采用的环形振荡器如图5所示，基于反相器u1、反相器u2、反相器u3、反相器u4、反相器u5的5级环形震荡器，满足巴克豪森判断准则，环路发生震荡，v
out
为输出，vc为控制电压，每一级反相器输出波形与输入波形相位相反。反相器延时单元由m1、m2组成，其中m1、m2单个晶体管大小相等，个数不等，m1为8个相同的晶体管并联，m2为24 个相同的晶体管并联，即m2总的宽度是m1总宽度的3倍，总长度相等，由于：
35.震荡频率
36.延时时间td＝rc
tot
，r＝r1||r237.r为延时单元输出结点等效阻抗，r1为m1管等效阻抗，r2为m2管等效阻抗，c
tot
为延时单元输出等效电容，其大小为：
[0038][0039]cin
、c
out
、c
ox
、w1、l1、w2和l2分别表示延时单元的输入电容、输出电容、栅氧电容、m1管宽度、m1管长度、m2管宽度和m2管长度。由上式可以得到：
[0040]ctot
∝
w1l1 w2l2[0041]
因为
[0042][0043]
k1、k2与工艺相关的量且k1≠k2。因此可以得到：
[0044][0045]
因此，从上式可以得到延时td与m1、m2的宽度无关，与m1、m2长度密切相关。
[0046]
本发明使用的基于mash1-1-1结构的和差调制器，其分频比的最大变化范围是8倍的锁相环输出信号周期(t
vco
)。如图6，未加补偿电路结构前，当环路锁定后，输出信号为2.4ghz，反馈信号div上升沿多数分布在参考信号ref上升沿前后2t
vco
处，所以应当偏移鉴频鉴相器的工作区2t
vc
o，由公式
[0047]
t
vcoicp
＝t
offsetioffset
[0048]
可以得到当鉴频鉴相器偏移工作时间为2t
vco
时，即脉冲宽度t
offset
为2t
vco
，因此当振荡器输出频率发生变化时，脉冲宽度也要自适应跟随变化。
[0049]
因此，本发明提出了一种自适应脉宽产生电路，脉宽产生延时单元所采用结构与
振荡器延时单元保持一致，当输出频率发生变化时，脉冲宽度自适应跟随变化，在抑制噪声折叠同时不恶化参考杂散。如图7所示，脉宽产生器由缓冲器u6、反相器u7和与门u8组成，vc控制缓冲器的延时时间，参考源信号ref作为缓冲器u6的输入信号，经过缓冲器u6得到输出信号a，信号a经过反相器u7反相后与参考信号ref经过与门u8进行与运算得到窄脉冲信号b，时序图如图8。缓冲器与振荡器有相同的反相器延时单元，由于
[0050]
t
vco
＝2ntd，t
offset
＝4ntd[0051]
本发明n＝5，即缓冲器由u9～u28组成的20级反相器链组成，如图9，由于引入延时单元级数较多，将会导致功耗和面积大幅度上升，在日趋于低功耗小尺寸的应用中是不可接受的，因此解决功耗与面积问题显得格外重要。由于缓冲器与压控振荡器有相同的反相器延时单元，当振荡器在输出频率2.4ghz时，缓冲器功耗达到0.5mw。由于延时时间td与m1、m2 宽度无关，延时单元的功耗与m1、m2宽度的成正比。因此，本发明提出了一种低功耗、小面积脉宽产生电路，将缓冲器的反相器延时单元采用等比复制技术，m1、m2宽度同时缩小8倍，即m缩小8倍，得到由m3、 m4组成的反相器延时单元，在输出频率达到2.4ghz时功耗降为0.065mw，缓冲器功耗大约降低了8倍。输出频率由0.75ghz变化到3.2ghz时，如图 10所示，2t
vco
输出与实际输出窄脉冲宽度始终接近，满足设计要求。因此本发明在实现脉冲宽度自适应跟随压控振荡器频率变化的同时，还能有效降低脉宽产生电路所引入的功耗，同时大幅度缩小面积，可以在抑制噪声折叠的同时不恶化参考杂散，因此可以广泛应用在低功耗、小尺寸抗噪声折叠小数型锁相环中。
[0052]
以上显示和描述了本发明的基本原理和主要特征和本发明的优点,对于本领域技术人员而言，显然本发明不限于上述示范性实施例的细节，而且在不背离本发明的精神或基本特征的情况下，能够以其他的具体形式实现本发明。因此，无论从哪一点来看，均应将实施例看作是示范性的，而且是非限制性的，本发明的范围由所附权利要求而不是上述说明限定，因此旨在将落在权利要求的等同要件的含义和范围内的所有变化囊括在本发明内。不应将权利要求中的任何附图标记视为限制所涉及的权利要求。
[0053]
此外，应当理解，虽然本说明书按照实施方式加以描述，但并非每个实施方式仅包含一个独立的技术方案，说明书的这种叙述方式仅仅是为清楚起见，本领域技术人员应当将说明书作为一个整体，各实施例中的技术方案也可以经适当组合，形成本领域技术人员可以理解的其他实施方式。