反射双面像多功能超表面及设计方法

1.本发明涉及多功能电磁调控技术领域，特别涉及一种反射双面像超表面及设计方法。


背景技术：

2.双面神(god janus)源自罗马神话，代表能看往过去和未来的两个面。该概念后来被延伸到二维材料和超表面设计中，但均局限于同一面内、工作于不同极化上的两种单元以及基于此引发的两种功能，与双面神的两个不同面有本质区别，并不是真正意义上的双面像超表面。直到最近，研究人员分别在线极化波和圆极化波激发下基于非对称手性超表面在前向和后向两个激励方向(
‘
方向元’)上实现了两个不同透射和反射功能，双面像超表面的原型才得以最终确立。可以看出，双面像超表面的2个基本特征在于：1.不同功能发生在前向、后向入射方向上，属于双向通道编码多功能领域；2.超表面为基于梯度相位的非均匀超表面，不同于以往非对称传输的均匀超表面只能调控传输幅度，不能调控波前。
3.双面像超表面通过巧妙设计很容易实现非互易电磁特性，在雷达非对称识别、探测、隐身以及双工器、通讯天线收发一体领域具有重要应用前景。同时，双面像多元多功能超表面能显著提升电磁调控的自由度、深度和复杂度，对发现新物理、突破功能器件和阵列天线的功能信道容量和集成度具有重要科学意义，在国防武器装备雷达、通讯领域具有重要工程应用价值。
4.但双面像超表面存在2个方面的问题：1.透射和反射通道之间很难解耦，局部物理结构变动经常会影响全局功能和性能；2.各通道之间存在严重互扰，尤其各极化或旋向通道之间并未实现功能解耦，且旋向通道往往局限于2个，功能容量受限。


技术实现要素：

5.本发明目的在于提出一种能在一块板子上通过不同入射方向和极化通道集成多个不同电磁波前调控，以解决无源超表面调控自由度、功能信道容量受限等瓶颈问题的多功能超表面及其设计方法。
6.本发明提供一种反射双面像超表面，所述反射双面像超表面包括正面和反面两副反射超表面以及所述正面和反面两副反射超表面共用的中间地板，所述正面和反面反射超表面由相同或不同单元非均匀、周期排列组成，且单元排列方式、几何旋转角度、结构参数和单元数目均独立控制；
7.所述反射双面像超表面在电磁波前向入射和后向入射时具有多个功能，所述功能分别在正交线极化波通道或正交旋向圆极化波通道上实现，前向入射和后向入射时的功能均可独立调控。
8.更进一步地，正面反射超表面单元包括两层复合金属结构和底部金属背板，两层复合金属结构之间以及两层复合金属结构与地板之间由高度均为h的两层聚四氟乙烯玻璃布板介质板隔开所述复合金属结构均由外部十字环和内部十字架贴片构成，且十字环嵌套
十字架贴片；
9.反面反射超表面单元包括单层金属圆弧电谐振器，所述单层金属圆弧电谐振器为中心对称的类工字形结构，中间是金属直条，两端是金属圆环对称开口而剩下的2段金属圆弧，所述单层金属圆弧电谐振器与中间地板由高度为h的聚四氟乙烯玻璃布板介质板隔开。
10.更进一步地，所述正面和反面两副反射超表面均由各向异性结构单元构成，所述单元在x和y方向的结构不同或结构参数不同，在x极化和y极化波照射下具有不同相位和
11.所述正面反射超表面单元的结构参数包括x、y两个方向上十字架贴片的长度l
x
和ly，单元沿x和y方向的周期分别为p
x
和py，十字环沿x和y方向的长度分别为r
x
和ry，十字环的宽度、十字环与十字架贴片的缝隙距离为d1和d2，w为十字架贴片的宽度；
12.所述反面反射超表面单元的结构参数包括属圆弧电谐振器与x轴的夹角α＝45
°
，金属圆弧的半径为r，金属圆弧缺口对应张角相等，记为β，中间金属直条和金属圆弧的宽度相等，记为d。
13.更进一步地，所述中间地板是2层或多层复合金属结构和金属背板组成，也可以是由单层金属结构和金属背板组成，所述中间地板使和满足360
°
相位变化范围覆盖。
14.更进一步地，所述正面和反面两副反射超表面中单元的x和y方向的结构参数l
x
和ly以及单元整体金属结构旋转角φ，使所述正面反射超表面在前向入射时，反面反射超表面在后向入射时均能实现旋向解耦。
15.更进一步地，所述反射双面像超表面在前向、后向入射时功能容量可通过控制和的相位差调整极化通道数量；
16.若则存在4个旋向通道，分别为左旋
←
右旋，右旋
←
右旋，左旋
←
左旋和右旋
←
左旋，由于各旋向通道幅度相等，由于右旋
←
右旋和左旋
←
左旋没有解耦，功能相同，所以可实现3个不同旋向通道功能；
17.若则存在2个旋向通道，分别为左旋
←
右旋和右旋
←
左旋，由于左旋
←
右旋和右旋
←
左旋通道解耦，所以可实现2个不同旋向通道功能；
18.若则为各向同性超表面单元，只有1个功能通道，且功能表现为双线极化工作不敏感特性。
19.还提供了一种反射双面像超表面设计方法，其特征在于，所述反射双面像超表面设计方法包括以下步骤：
20.步骤1，分别确定两副反射超表面的极化工作状态，是正交线极化波工作还是正交旋向圆极化波工作；
21.步骤2，若是圆极化波工作，确定各反射超表面的旋向通道数量是2个还是4个，从而确定的数值；
22.步骤3，根据预定正交线极化通道功能确定所需的各向异性相位分布和或根据正交旋向圆极化通道功能确定所需相位分布和这里和表示左旋
←
右旋和右旋
←
左旋通道下所需要的交叉极化相位分布；
23.步骤4，根据相位分布和反演出两副反射超表面的和φ或和φ；
24.步骤5，建立两副反射超表面单元在x极化和y极化波激发下的相位响应和随关键结构参数变化的数据库；
25.步骤6，分三种情况，分别根据反演出的和或和φ或和φ确定两副反射超表面各单元结构参数和旋转角度。
26.更进一步地，在步骤5中，在建立两副反射超表面单元在x极化和y极化波激发下的相位响应和随x和y方向2个关键结构参数变化的数据库时，采用二维参数扫描，建立二维相位扫描矩阵，且二维参数扫描时保持其它主体结构参数不变。
27.更进一步地，在步骤6中，三种情况相位关系分别对应如下：
28.若为线极化波工作，则有2个线极化通道，即通过和调控，无单元旋转；
29.若为圆极化波工作且只有2个旋向通道，在对称同线极化体系下则有和在非对称交叉线极化体系下则有和
30.若为圆极化波工作且有4个旋向通道，则有若为圆极化波工作且有4个旋向通道，则有和
31.更进一步地，在步骤6中，确定两副反射超表面各单元结构参数时，通过最小欧式距离算法确保所得超表面拓扑结构具有最小误差，将和矩阵中所有元素均对二维扫描相位矩阵中的每个元素进行作差，每次均选择最小误差δ对应的扫描结构参数反馈存储给位置(m,n)处作为该处单元的实际结构参数。
32.本发明达到的有益效果是：
33.本发明提出的超表面电磁调控自由度和利用率更高，新增自由度加倍，利用率加倍；正面和反面两副反射超表面完全隔离，不存在任何串扰，功能可以任意单独立设计；可形成全空间波束扫描，显著提高了波束扫描范围；可以集成正交线极化波和正交旋向圆极化波工作，极化工作状态多且非常灵活。
34.本发明提出一种反射双面像多功能超表面，通过共用中间地板，将正面和反面两副反射超表面的功能完全解耦，实现高效集成。同时，通过合理设计正面和反面超表面单元为各向异性，并通过设计x和y极化下的各向异性动态相位以及各单元的旋转角度，可以在前向和后向入射时均实现旋向解耦，且通过调整x和y极化下的各向异性动态相位的相位差，可以控制前向或后向入射时所能激发的旋向通道数量，将单向通道数量由2个提升到3个，且将整体双面像通道数量由以往3个提升为5个。
35.本发明首先，将超表面的频率元、极化元信息与双面像进行混合编码和调制，可望突破反射或透射域的半空间波束调控范围，最终实现全空间电磁调控并从根本上拓展相控阵雷达的宽波束覆盖范围。其次，由于多元双面像超表面可以调控灵活多样的电磁散射功能，呈现不同的非对称雷达目标散射特征，将该超表面加装或赋形于需要隐身的重要军事目标，对不同面的观察者，可望产生不同的幻觉信号来制造假象，从而达到非对称幻觉隐身
目的。最后，由于在一块板子上集成了多个功能，无需级联多个器件，设备的体积和重量将显著减小，最终实现机载弹载设备的集成化、小型化，具有可观的工程实用价值。
附图说明
36.图1为反射双面像多功能超表面的功能示意图；
37.图2为反射双面像多功能超表面单元拓扑结构以及正面、反面单元结构参数；
38.图3为反射双面像多功能超表面正面单元二维共线极化反射幅度扫描数据库：x极化波激发下(a)10ghz、(c)10.5ghz与(e)11ghz处的数据；y极化波激发下(b)10ghz、(d)10.5ghz与(f)11ghz处的数据。
39.图4为反射双面像多功能超表面正面单元二维共线极化反射相位扫描数据库：x极化波激发下(a)10ghz、(c)10.5ghz与(e)11ghz处的数据；y极化波激发下(b)10ghz、(d)10.5ghz与(f)11ghz处的数据。
40.图5为反射双面像多功能超表面反面单元电磁特性响应曲线：(a)为β＝10
°
和β＝130
°
两种情形下fdtd计算的单元线交叉线极化反射幅度和相位谱；(b)为频率在14ghz和15ghz处fdtd计算的单元线交叉极化反射幅度和相位随β的关系；
41.图6为反射双面像多功能超表面反面单元电磁响应扫描数据库；
42.图7为前向集成3波束与后向集成双波束多功能超表面正面所需要的一维与φ相位分布；
43.图8为前向集成3波束与后向集成双波束多功能超表面正面所需要的一维l
x
和ly值分布；
44.图9为前向集成3波束与后向集成双波束多功能超表面正面一维共线极化相位误差图；
45.图10为前向集成3波束与后向集成双波束多功能超表面正面一维拓扑结构；
46.图11为前向集成3波束与后向集成双波束多功能超表面前向入射时10ghz处的三维远场散射方向图；
47.图12为前向集成3波束与后向集成双波束多功能超表面前向入射时10ghz处的主平面远场散射方向图；
48.图13为前向集成3波束与后向集成双波束多功能超表面反面所需要的二维与φ相位分布；
49.图14为前向集成3波束与后向集成双波束多功能超表面反面超单元沿x和y方向的一维拓扑结构；
50.图15为前向集成3波束与后向集成双波束多功能超表面后向入射时在左旋和右旋圆极化波激发下的三维远场散射方向图；
51.图16为前向集成3波束与后向集成双波束多功能超表面后向入射时在左旋和右旋圆极化波激发下的散射频谱和角度谱；
52.图17为前向集成3焦距轴锥透镜与后向rcs减缩-四涡旋波束多功能超表面正面所需要的二维需要的二维与φ相位分布；
53.图18为前向集成3焦距轴锥透镜与后向rcs减缩-四涡旋波束多功能超表面正面所
需要的二维l
x
和ly值分布；
54.图19为前向集成3焦距轴锥透镜与后向rcs减缩-四涡旋波束多功能超表面正面二维共线极化相位误差图；
55.图20为前向集成3焦距轴锥透镜与后向rcs减缩-四涡旋波束多功能超表面正面拓扑结构图；
56.图21为前向集成3焦距轴锥透镜与后向rcs减缩-四涡旋波束多功能超表面前向入射时在四个旋向通道下的近场电场分布与三维远场散射方向图；
57.图22为前向集成3焦距轴锥透镜与后向rcs减缩-四涡旋波束多功能超表面前向入射时在四个旋向通道下沿z轴(x＝0mm)的近场电场分布图；
58.图23为前向集成3焦距轴锥透镜与后向rcs减缩-四涡旋波束多功能超表面反面集成rcs减缩和四涡旋波束的双旋向功能相位分布；
59.图24为前向集成3焦距轴锥透镜与后向rcs减缩-四涡旋波束多功能超表面反面反演的线交叉极化相位和旋转角度；
60.图25为前向集成3焦距轴锥透镜与后向rcs减缩-四涡旋波束多功能超表面反面拓扑结构；
61.图26为前向集成3焦距轴锥透镜与后向rcs减缩-四涡旋波束多功能超表面后向入射时在左旋和右旋圆极化波激发下典型频率处的三维远场散射方向图；
62.图27为前向集成3焦距轴锥透镜与后向rcs减缩-四涡旋波束多功能超表面后向入射时在左旋和右旋圆极化波激发下的后向和最大方向散射频谱图。
具体实施方式
63.下面结合附图对本发明的技术方案进行更详细的说明，本发明包括但不仅限于下述实施例。
64.本发明提出了一种反射双面像超表面，双面像超表面由正面和反面两副反射超表面通过共用中间地板构成，正面和反面反射超表面由相同或不同单元非均匀、周期排列组成，且单元排列方式、几何旋转角度、结构参数和单元数目均独立控制，这里记正面反射超表面单元数目为m1*n1个，反面反射超表面单元数目为m2*n2个。
65.反射双面像超表面在电磁波前向入射和后向入射时均表现出多个功能，分别在正交线极化波通道或正交旋向圆极化波通道上实现，由于中间地板的天然隔离作用，前向入射和后向入射时的功能均可独立调控。
66.正面和反面反射超表面均由各向异性结构单元构成，单元在x和y方向的结构不同或结构参数不同，在x极化和y极化波照射下具有不同相位和
67.正面和反面反射超表面单元共用中间地板，可以是2层或多层复合金属结构和金属背板组成，也可以是由单层金属结构和金属背板组成，具体设计使得和满足360
°
相位变化范围覆盖。
68.所述正面反射超表面在前向入射时，反面反射超表面在后向入射时均能实现旋向解耦，具体通过改变各单元x和y方向的结构参数l
x
和ly以及引入单元整体金属结构旋转角φ。
69.具体的，本发明还提出了一种反射双面像超表面设计方法，包括以下步骤：
70.步骤1，分别确定两副反射超表面的极化工作状态，是正交线极化波工作还是正交旋向圆极化波工作；
71.步骤2，若是圆极化波工作，确定各反射超表面的旋向通道数量是2个还是4个，从而确定的数值；
72.步骤3，根据预定正交线极化通道功能确定所需的各向异性相位分布和或根据正交旋向圆极化通道功能确定所需相位分布和这里和表示左旋
←
右旋和右旋
←
左旋通道下所需要的交叉极化相位分布；
73.步骤4，根据相位分布和反演出两副反射超表面的和φ或和φ；
74.步骤5，建立两副反射超表面单元在x极化和y极化波激发下的相位响应和随关键结构参数变化的数据库；
75.步骤6，分三种情况，分别根据反演出的和或和φ或和φ确定两副反射超表面各单元结构参数和旋转角度。
76.在步骤5中，在建立两副反射超表面单元在x极化和y极化波激发下的相位响应和随x和y方向2个关键结构参数变化的数据库时，为提高设计精度，降低单元线极化串扰带来的相位误差，往往需要采用二维参数扫描，建立二维相位扫描矩阵，且二维参数扫描时保持其它主体结构参数不变。
77.在步骤6中，三种情况相位关系分别对应如下。
78.若为线极化波工作，则有2个线极化通道，即通过和调控，无单元旋转；
79.若为圆极化波工作且只有2个旋向通道，在对称同线极化体系下则有和在非对称交叉线极化体系下则有和
80.若为圆极化波工作且只有4个旋向通道，则有若为圆极化波工作且只有4个旋向通道，则有和
81.在确定两副反射超表面各单元结构参数时，通过最小欧式距离算法确保所得超表面拓扑结构具有最小误差，将和矩阵中所有元素均对二维扫描相位矩阵中的每个元素进行作差，每次均选择最小误差δ对应的扫描结构参数反馈存储给位置(m,n)处作为该处单元的实际结构参数。以上最小相位误差结构的映射通过matlab软件实施，最终反射双面像超表面建模通过cst软件的宏代码实施，实现计算机辅助自动化设计(cad设计)。
82.下面以2个实施例详述反射双面像多功能超表面的具体实施方式，分别为前向集成3波束与后向集成双波束(自旋霍尔效应)多功能超表面以及前向集成3焦距轴锥透镜与后向rcs减缩-四涡旋波束多功能超表面。
83.反射双面像多功能超表面沿前向(正面)和后向(反面)入射的功能示意图如图1所示，可以看出两种情形下均具有完全不同的散射行为和多个波束，代表前向和后向独立各异的多功能电磁调控。
84.为不失一般性，这里反射双面像超表面正面由双层复合金属结构和金属背板组成，反面由单层金属结构和金属地板组成，双面像超表面单元如图2所示。正面超表面工作于4个旋向通道情形，反射超表面工作于2个旋向通道情形且在非对称交叉线极化系统下。正面单元包括两层复合金属结构和底部金属背板组成，2层金属结构之间以及金属结构与地板之间由高度均为h的两层聚四氟乙烯玻璃布板(f4b)介质板隔开，复合金属结构均由外部十字环和内部十字架贴片构成，且十字环嵌套十字架贴片；反面单元金属结构为单层金属圆弧电谐振器，为中心对称的类工字形结构，中间是金属直条，两端是金属圆环对称开口而剩下的2段金属圆弧，与地板同样由高度为h的f4b介质板隔开。由于正面单元的周期为反面单元的2倍，所以1个反射双面像超表面单元由1个正面单元和2*2个反面单元组成。正面、反面超表面采用f4b介质板，介电常数为εr＝2.65正切损耗为tanδ＝0.001，厚度为h＝2.5mm。
85.正面单元的具体结构参数有：x、y两个方向上十字架贴片的长度l
x
和ly，单元沿x和y方向的周期分别为p
x
和py，十字环沿x和y方向的长度分别为r
x
和ry，十字环的宽度、十字环与十字架贴片的缝隙距离为d1和d2，w为十字架贴片的宽度。反面单元的具体结构参数有：金属圆弧电谐振器与x轴的夹角α＝45
°
，金属圆弧的半径为r，金属圆弧缺口对应张角(即圆心角)相等，记为β，中间金属直条和金属圆弧的宽度相等，记为d。
86.为进行实施例说明，所有设计和双面像正面、反面超表面单元的电磁特性表征均基于商业数值仿真计算软件cst microwave studio。
87.图3和图4分别给出了三个频率10ghz、10.5ghz与11ghz处正面单元在x和y极化波激发下的二维共线极化反射幅度和相位扫描电磁特性。cst参数扫描时，保持其它结构参数保持不变，分别为：p
x
＝py＝11mm，r
x
＝ry＝9mm，d1＝d2＝0.5mm和w＝1mm，只改变x、y两个方向上十字贴片的长度l
x
和ly，这里l
x
和ly变化范围为(0.5～3.7mm)，仿真频段为9～13ghz，1001个频率样本，以l
x
＝0.5mm为起始，ly从0.5～3.7mm，每隔0.1mm为步长开始扫描，扫描结束后继续以l
x
＝0.6mm为起始，ly从0.6～3.7mm，每隔0.1mm为步长开始扫描，以此循环直至最后一组参数l
x
＝3.7mm，ly＝3.7mm扫描完为止。
88.从幅度扫描矩阵可以看出，x和y极化所有情形下均可见l
x
或ly中间某个位置幅度较低，对应于单元谐振附近，反射幅度有所下降。而且随着观测频率升高，低幅度区向l
x
或ly减小方向移动，如10ghz、10.5ghz与11ghz处，低幅度区对应l
x
或ly＝2.7mm、2.4mm和2.1mm，符合尺寸减小、谐振频率升高的自然物理规律。尽管如此，所有情形下单元的反射幅度均在0.95以上，使得本发明不需要关注幅度而只关注相位就可进行回溯阵设计。从相位扫描矩阵phasex和phasey可以看出，x和y极化下特定l
x
和ly处对应的相位波前并不水平，等相位线有一定起伏，表明正交线极化串扰下具有一定相位误差，即x极化下改变ly会给带来误差，或y极化下改变l
x
会给带来误差，这使得和不能根据l
x
和ly分别独立设计，需要进行二维扫描综合设计。同时还可以看出相位调控范围随着频率升高在不断增大，如10ghz、10.5ghz与11ghz处，相位调控范围分别到达332
°
，356
°
和426
°
。
89.图5分别给出了反面单元的交叉线极化反射幅度和相位响应特性。仿真计算时保持p
x
＝py＝5.5mm，d＝0.4mm，α＝45
°
和r＝2.2mm等主体结构参数不变，而改变金属圆弧缺口对应张角β来获得变化的相位响应单元受x或y极化线性波激发时，平行和垂直于金属圆弧电谐振器中金属条方向的电磁波分量可同时激发单元的两个正交模式(a
p
和a
⊥
)。如图
5(a)所示，单元在垂直入射情形下(θ＝0
°
)的交叉线极化r
xy
频谱中可清晰观察到两个反射峰，对应a
p
和a
⊥
两个模式，通过级联两个模式可巧妙地构建宽带高效交叉线极化转换体系。β＝10
°
时超表面单元的交叉线极化系数r
xy
在8.4～18.9ghz范围内均大于0.85，相对带宽为77％。此外，当β从10
°
变为130
°
，可以在上述宽带内实现最大为180
°
的相位变化，因此选取参数β连续变化可获得180
°
相位覆盖。为满足完整的2π相位覆盖，可旋转单元使α＝-45
°
，继续接力拓展额外的180
°
相位覆盖，而r
xy
幅度可几乎保持不变。如图5(b)所示，14和15ghz处单元随β变化的相位响应(对应关系)几乎保持平行，表明单元具有很好的线性相位响应，且单元幅度随β变化的幅度响应基本重合，同时交叉极化转换效率非常高，设计时可以不用考虑幅度因素，保证了单元具有宽频工作带宽。
90.确定双面像正面、反面超表面拓扑结构，由于正面超表面存在极化串扰，所以采用最小欧式距离算法来映射超表面拓扑结构，确保所得超表面拓扑结构具有最小误差，建立误差函数将和矩阵中所有元素均对二维扫描相位矩阵phasex和phasey中的每个元素进行作差，每次均选择最小误差δ对应的l
x
和ly反馈存储给位置(x,y)处作为该处单元十字贴片的结构参数。然后，进行误差评估，将最终结构参数在x、y极化波激发下的实际相位与x、y极化波下理想计算相位作差，判断误差范围是否符合条件。最后，在商业仿真软件cst中进行自动化结构建模，利用cst中vba宏建模并采用循环映射，来确定最终正面超表面各处单元的拓扑结构，包括十字架贴片结构参数和单元整体旋转角度。
91.反面超表面由于为线交叉极化体系，只需要映射相位和α分布。因此首先需要通过扫描得到如图6所示的数据库，即不同频率处线交叉极化反射相位随结构参数β变化的关系。可以看出，当β从10
°
逐渐变化到130
°
时，单元相位在宽频范围内发生连续变化。然后，根据反演出的分布即可确定各单元的结构参数β，再根据α分布通过旋转操作即可确定超表面的拓扑结构，完成整个超表面建模。
92.需要说明的是，本发明实施例中正面超表面单元数目为m1*n1＝25*25个，反面超表面单元数目为m2*n2＝50*50个，均由基本单元周期非均匀延拓组成，超表面大小为275*275mm2。
93.前向集成3波束由正面超表面实现，后向集成双波束由反面超表面实现，分别工作于电磁波前向和后向入射。这里设计的正面集成3波束沿x方向偏折，所以只有沿x方向的梯度相位和结构变化，沿y方向周期重复。3波束偏折角度可通过ξ
rl
＝kdsinθ
r1
＝90和ξ
lr
＝kdsinθ
r2
＝30和计算，所需要的与φ分布可通过和反演，这里反演，这里(m表示单元位置)。超表面工作频段设计在10ghz处，通过理论计算可得θ
r1
＝42.6
°
，θ
r2
＝13.1
°
和θ
r3
＝27
°
。图7给出了前向集成3波束与后向集成双波束多功能超表面正面所需要的一维沿x方向与φ相位分布，可以看到它们在超表面上线性变化。通过该相位分布以及最小欧式距离算法，最终可以提取各处单元的l
x
和ly值，如图8所示，可以看出l
x
和ly的变化高度一致，变化趋势趋于平行，保证了和之间满足90
°
相位差。图9给出了正面超
表面一维共线极化相位误差图，具体为实际实现相位与理想计算相位之间的误差，可以看出误差范围为-12.5
°
～9.6
°
之间。根据提取的l
x
、ly以及φ分布，可以通过计算机辅助自动化设计建立正面超表面的一维拓扑结构如图10所示，包含25
×
1个单元，可以看出正面超表面沿x方向结构和旋转角均随空间位置变化而变化。
94.在cst中对图10所示的一维拓扑结构进行fdtd全波电磁仿真，为减少计算量将沿y方向的2个边设置为周期性边界条件，而沿x方向的2个边设置为开放边界，沿z方向设置floquet波端口。图11给出了多功能超表面前向入射时的三维远场散射方向图，可以看出四个旋向通道内明显存在四个反射波束，在右旋
←
左旋通道上出现θ
r1
＝-43
°
的反射波束，在右旋
←
右旋或左旋
←
左旋通道上的波束偏折角相等且均为θ
r3
＝-27
°
，在左旋
←
右旋通道上出现θ
i2
＝-13
°
的反射波束，这与理论计算完全一致，验证了设计正确性。图12给出了10ghz处的主平面远场散射方向图，可以看出四个通道下的散射能量强度比较一致，右旋
←
左旋通道上较低的散射能量密度由较大偏折角度引起。
95.这里设计的反面双波束偏折角分别设计在不同方向上，其中右旋
←
左旋通道偏折沿y方向，左旋
←
右旋通道偏折沿x方向，梯度相位和结构变化沿二维方向变化，工作频率设计在14ghz处。波束偏折角度可根据ξ
rl
＝kdsinθ
r1
＝45和ξ
lr
＝kdsinθ
r2
＝72计算，可得14ghz处偏折角θ
r1
＝45.9
°
和θ
r2
＝29.1
°
。根据公式和可反演计算与φ分布，这里(m表示单元位置)。图13给出了前向集成3波束与后向集成双波束多功能超表面反面所需要的二维与φ分布，可以看出φ以二维超单元在二维平面内周期延拓，其中二维超单元由5
×
8个基本单元组成。图14给出了多功能超表面反面超单元沿x和y方向的一维超单元拓扑结构，可以看出超单元以5
×
8个基本单元为周期重复。仿真时，为减少计算时间，左旋圆极化波激发时，以图14左边拓扑结构为模型进行计算，沿x方向的2个边设置为周期性边界条件，而沿y方向的2个边设置为开放边界，沿z方向设置floquet波端口，右旋圆极化波激发时，以图14右边拓扑结构为模型进行计算，沿y方向的2个边设置为周期性边界条件，而沿x方向的2个边设置为开放边界，沿z方向设置floquet波端口。
96.图15给出了后向入射时在左旋和右旋圆极化波激发下的三维远场散射方向图，图16给出了后向入射时在左旋和右旋圆极化波激发下的散射频谱和角度谱。可以看出，左旋、右旋圆极化波激发下，随着频率升高，波束偏折角慢慢变小，且散射能量密度逐渐增强。其中左旋圆极化波激发下，10-18ghz范围内波束偏折角在yoz平面内-43
°
～-22.3
°
范围内变化，右旋圆极化波激发下10-18ghz范围内波束偏折角在xoz平面内-90
°
～-37.3
°
范围内变化。需要说明的是右旋圆极化波激发下10ghz处由于传输波转换成表面波，但由于没有采用本征板将表面波引导出来，导致表面波很快在空间中发散，沿镜像散射出去，观察到非常大的镜像分量。
97.前向集成3焦距轴锥透镜由正面超表面实现，后向rcs减缩-四涡旋波束多功能由反面超表面实现，分别工作于电磁波前向和后向入射。3焦距轴锥透镜工作频段设计在10ghz处，在2个交叉旋向通道的功能相位可通过和
计算，这里r为轴锥透镜口径的一半，f1＝0.3*275＝82.5mm和f2＝0.6*275＝165mm分别为左旋和右旋圆极化波激发下的轴锥透镜无衍射区域长度。所需要的需要的与φ分布可通过和反演。而在另外两个共旋向通道下仍为轴锥透镜，只是焦距深度不同，具体计算为可得f3＝121.7mm。图17给出了前向集成3焦距轴锥透镜与后向rcs减缩-四涡旋波束多功能超表面正面所需要的二维与φ相位分布。图18给出了通过该相位分布以及最小欧式距离算法提取的各处单元l
x
和ly值。可以看到它们沿超表面x和y方向上呈现对称性变化。同时l
x
和ly变化步调一致，保证了和之间满足90
°
相位差。图19给出了正面二维共线极化相位误差图，可以看出误差范围为-14.3
°
～30.2
°
之间。根据提取的l
x
、ly以及φ分布，可以通过计算机辅助自动化设计建立正面超表面的二维拓扑结构如图20所示，包含25
×
25个单元，可以看出正面超表面结构和旋转角沿x和y方向均随空间位置变化而变化。
98.图21给出了前向集成3焦距轴锥透镜与后向rcs减缩-四涡旋波束多功能超表面前向入射时四个旋向通道下的近场电场分布与三维远场散射方向图，可以看出四个旋向通道内均明显存在聚焦无衍射区域，且右旋
←
左旋通道上的无衍射区域长度最长，而右旋
←
右旋或左旋
←
左旋通道上无衍射区域长度几乎相同，而左旋
←
右旋通道上无衍射区域长度最短。图22进一步给出了多功能超表面前向入射时在四个旋向通道下沿z轴(x＝0mm)的近场电场分布图。从能量密度下降一半区域可以看出，无衍射区域长度分别为f1＝90.7，f2＝168.7和f3＝130.1mm，这与理论计算非常近似，验证了设计的正确性。从远场散射方向图可以看出，随着无衍射区域变远，散射方向图波瓣倾角逐渐变小，由散开状逐渐变为笔形状。
99.这里后向集成rcs减缩和四涡旋波束功能分别设计在不同旋向通道上，其中右旋
←
左旋通道为四涡旋波束功能，左旋
←
右旋通道为抛物梯度rcs减缩功能，梯度相位和结构变化均沿二维方向变化，工作频率设计在14ghz处。四涡旋波束功能的四波束空间方位角φi和立体角θi为(0
°
,15
°
)，(90
°
,15
°
)，(180
°
,15
°
)和(270
°
,15
°
)，涡旋波束所带的拓扑荷依次为0,1,2,1。其混合功能相位分布可根据进行计算。抛物梯度rcs减缩功能选择7
×
7个不同抛物梯度子阵周期排列实现，抛物梯度子阵由7
×
7个基本单元组成，抛物梯度子阵功能相位分布由计算，这里p，m和n分别表示抛物梯度子阵中单元沿x，y轴的周期和位置信息，f表示焦距，这里选择f＝2mm以满足抛物梯度子阵尽量覆盖360
°
相位覆盖。为n位数字抛物梯度子阵额外附件相位，用于区分不同抛物梯度子阵，ξ为编码序列，n为数字超表面的位数，ξ与n满足关系ξ＝1,...,2
n-1。最终，反面集成rcs减缩和四涡旋波束的双旋向功能相位分布如图23所示。
100.根据公式和可反演计算与φ分布。图24给
出了前向集成3焦距轴锥透镜与后向rcs减缩-四涡旋波束多功能超表面反面所需要的二维与φ分布，可以看出φ以二维超单元在二维平面内周期延拓，其中二维超单元由7
×
7个基本单元组成。图25给出了多功能超表面反面沿x和y方向的二维拓扑结构，可以看出单元结构参数和旋转角度均随位置改变而发生变化。仿真时，无论左旋还是右旋圆极化波激发时均采用完整结构仿真，沿x和y方向的2个边界均设置为开放边界，沿z方向设置平面波照射，圆极化波激发时。
101.图26给出了电磁波后向激发时，反面超表面的远场散射方向图。可以看出，10～22ghz范围内，左旋圆极化波激发时会产生四个散射波束，且下方为实心波束，3个为空心波束中左、右方空心波束口径相同，上方空心波束口径最大，为携带拓扑荷为0,1,2,1的涡旋波束。右旋圆极化波激发时会产生均匀漫反射，rcs减缩和四涡旋波束功能均随频率偏离中心工作频率14ghz有所恶化，具体表现为四波束副瓣增大，波束模式数量增多，镜像散射增强，散射能量空间分布不均匀。图27进一步给出了电磁波后向激发时，反面超表面在最大和后向方向上的归一化雷达散射横截(rcs)面频谱图，均对个频率处相同大小金属板rcs进行了归一化。可以看出，右旋圆极化波激发下，通过产生四涡旋波束也可以一定程度上降低rcs，尤其是最大能量方向rcs减缩也接近-10db。左旋圆极化波激发下，最大能量和后向方向上的散射能量密度相同或非常接近，表明抛物梯度子阵方法能将电磁波均匀打散到空间各个方向上，-10db rcs减缩频率范围为9.3～22.2ghz，相对带宽达到82％。
102.本发明不仅局限于上述具体实施方式，本领域一般技术人员根据实施例和附图公开内容，可以采用其它多种具体实施方式实施本发明，因此，凡是采用本发明的设计结构和思路，做一些简单的变换或更改的设计，都落入本发明保护的范围。