用于混合动力汽车的高效率双向直流变换器的控制方法

1.本发明属于变换器控制技术领域，具体涉及一种用于混合动力汽车的高效率双向直流变换器的控制方法。


背景技术：

2.实现“碳达峰”和“碳中和”已成为世界共识。大力发展新能源汽车，以减少燃油消化和尾气排放，是达成上述宏伟目标的必由之路。混合动力新能源汽车在传统燃油车中引入另外一个动力源——电动机来配合内燃机工作，将内燃机的低效率区交给电动机，利用其宽广的高效率区间和理想的外特性，实现动力系统整体的高效率运行，并通过动力系统回收制动过程中的动能，减少滑行过程中的能量耗散，进而大幅度降低了油耗和排放，且具有更长的续航里程。此外，其发动机的平顺性也得以显著地提高，且系统新增成本较少。因此，混合动力新能源汽车已成为主流的燃油车减排技术路线之一。
3.双向直流变换器是混合动力系统的核心部件。其低压侧和高压侧分别连接动力电池和电机驱动器，实现二者之间能量的双向流动。传统升/降压双向直流变换器广泛应用于奥迪、宝马、戴姆勒、保时捷和大众公司等著名车企的混合动力系统，具有元器件数量少、结构简单、体积小、成本较低等优点。为了改善乘坐舒适性，需要压低车载设备的体积和重量。这就要求进一步提高双向变换器的开关频率，减小滤波器的尺寸和重量。然而，传统升/降压双向直流变换器工作在硬开关状态。若开关频率上升，则开关损耗将迅速上升，导致系统运行效率降低，且会出现散热难题。为此，有学者提出了升/降压双向直流变换器的pwm软开关方案，以改善系统运行效率。其引入双向线性变化的辅助电感电流，消除了所有开关管开通过程中的损耗，具有效率高、成本低、易于实现等优点。但是，为了在整个运行条件下均能实现所有开关管的软开关，辅助电感需要在低压侧电压最低和最大负载下设计。这导致在低压侧电压较高或者轻载条件下，辅助电感的电流脉动量远大于满足软开关条件所需要的值，从而使得变换效率严重下降。


技术实现要素：

4.有鉴于此，本发明提供一种用于混合动力汽车的高效率双向直流变换器的控制方法，可以使pwm软开关的升降压双向直流变换器在整个运行条件下均具有较小的通态损耗，因而具有更高的运行效率。
5.为了实现上述目的，现提出的方案如下：
6.一种用于混合动力汽车的高效率双向直流变换器的控制方法，所述高效率双向直流变换器包括：
7.低压侧直流电源u
l
、高压侧直流电源uh、第一开关管s1、第二开关管s2、第一电容c1、第二电容c2、第三电容c3、第一电感l1、第二电感l2；
8.所述低压侧直流电源u
l
的正极与所述第三电容c3的第一端、所述第一电感l1的第一端连接；
9.所述第二开关管s2的漏极与所述第一电感l1的第二端、所述第二电感l2的第一端、所述第一开关管s1的源极连接；
10.所述第二电感l2的第二端与所述第一电容c1的第二端、所述第二电容c2的第一端连接；
11.所述第一开关管s1的漏极与所述第一电容c1的第一端、所述高压侧直流电源uh的正极连接；
12.所述高压侧直流电源uh的负极与所述低压侧直流电源u
l
的负极、所述第三电容c3的第二端、所述第二开关管s2的源极、所述第二电容c2的第二端连接；
13.所述控制方法包括以下步骤：
14.s1.将高压侧电压采样值uh与基准值u
h,ref
比较，得到误差信号u
h,e
；
15.s2.将所述误差信号u
h,e
送至pi调节器1，经过双向限幅环节1，得到基准值i
l1,ref
；
16.s3.将基准值i
l1,ref
与第一电感l1的电流反馈值i
l1
比较，得到的误差信号i
l1,e
送至pi调节器2，经过单向限幅环节2，得到调节信号ur；
17.s4.将第二电感l2的正向峰值电流采样值i
l2,peak
减去第一电感l1的谷值电流采样值i
l1,val
，得到电流裕度δi；
18.s5.调节信号ur与单极性三角载波uc交截，产生第二开关管s2的驱动信号u
gs,s2
；
19.所述单极性三角载波uc的开关频率fs根据如下方式确定：
20.将电流裕度δi与预设的基准值δi
ref
比较，得到的误差信号δie送至pi调节器3，再经过最小值限制环节和压频转换环节，得出当前工况下的单极性三角载波uc的开关频率fs；所述最小值限制环节的最小值根据最小开关频率f
s,min
确定；
21.s6.将驱动信号u
gs,s2
取反，产生第一开关管s1的驱动信号u
gs,s1
。
22.进一步的，所述第一电感l1、第二电感l2的设计如下：
[0023][0024][0025]
δi＝i
l2,peak-i
l1,val
，
[0026]
其中，d
max
为第二开关管s2的驱动信号占空比的最大值，u
l,min
为低压侧电压最小值，p
o,max
为输出功率的最大值，f
s,min
为最小开关频率，一般已在设计指标中给出，δ％为第一电感l1允许的最大电流脉动量与第一电感l1最大平均电流的百分比，l1为第一电感，uh为高压侧电压，i
l,max
为低压侧平均电流的最大值，δi为电流裕度，i
l2,peak
为第二电感l2的峰值电流，i
l1,val
为第一电感l1的谷值电流。
[0027]
与现有技术相比，本发明提出的一种用于混合动力汽车的高效率双向直流变换器的控制方法，能够通过改变占空比，实现高压侧电压调节；同时，通过调整开关频率，来改变第一电感l1和第二电感l2的电流峰峰值，以使电流裕度δi在整个运行条件下保持在预设的基准值δi
ref
基本不变，进而既确保了开关管零电压软开关(zero voltage switching,zvs)的可靠实现，又减小了通态损耗，使变换器在全工作条件范围内均能高效运行，具有易于实现、成本较低、效率较高等优点，从而进一步提高了混合动力汽车的能源利用效率，具有更好的节能减排效果，且实现简单，没有明显增加系统成本。
附图说明
[0028]
图1为本技术实施例的用于混合动力汽车的高效率双向直流变换器的电路结构示意图；
[0029]
图2为本技术实施例的用于混合动力汽车的高效率双向直流变换器的系统控制策略框图；
[0030]
图3为本技术实施例的用于混合动力汽车的高效率双向直流变换器boost模式下的模态分析图；
[0031]
图4为本技术实施例的用于混合动力汽车的高效率双向直流变换器buck模式下的模态分析图；
[0032]
图5为本技术实施例的用于混合动力汽车的高效率双向直流变换器工作在boost模式下输出功率由重载(200w)切换到轻载(20w)时，第一电感l1的电流i
l1
、第二电感l2的电流i
l2
和高压侧电压uh的仿真波形；
[0033]
图6为本技术实施例的用于混合动力汽车的高效率双向直流变换器工作在buck模式下输出功率由重载(200w)切换到轻载(20w)时，第一电感l1的电流i
l1
、第二电感l2的电流i
l2
和高压侧电压uh的仿真波形；
[0034]
图7为本技术实施例的用于混合动力汽车的高效率双向直流变换器分别采用传统pwm控制方式(fs＝100khz)和本技术控制方式时在boost模式下，不同负载条件的效率曲线；
[0035]
图8为本技术实施例的用于混合动力汽车的高效率双向直流变换器分别采用传统pwm控制方式(fs＝100khz)和本技术控制方式时在buck模式下，不同负载条件的效率曲线。
具体实施方式
[0036]
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
[0037]
图1所示为用于混合动力汽车的高效率双向直流变换器。包括：低压侧直流电源u
l
、高压侧直流电源uh、第一开关管s1、第二开关管s2、第一电容c1、第二电容c2、第三电容c3、第一电感l1、第二电感l2。所述低压侧直流电源u
l
的正极与所述第三电容c3的第一端、所述第一电感l1的第一端连接；所述第二开关管s2的漏极与所述第一电感l1的第二端、所述第二电感l2的第一端、所述第一开关管s1的源极连接；所述第二电感l2的第二端与所述第一电容c1的第二端、所述第二电容c2的第一端连接；所述第一开关管s1的漏极与所述第一电容c1的第一端、所述高压侧直流电源uh的正极连接；所述高压侧直流电源uh的负极与所述低压侧直流电源u
l
的负极、所述第三电容c3的第二端、所述第二开关管s2的源极、所述第二电容c2的第二端连接。
[0038]
根据图2，所述控制策略框图包括高压侧电压、低压侧电流双闭环控制支路、电流裕度单闭环控制支路、调制单元；所述高压侧电压、低压侧电流双闭环控制支路通过脉冲宽度调制(pwm)控制，来实现所述高压侧电压的恒压控制和能量的双向流动控制；所述电流裕度单闭环控制支路通过脉冲频率调制(pfm)控制，来实现所述电流裕度δi恒定不变。
[0039]
其步骤为：
[0040]
s1.将高压侧电压采样值uh与基准值u
h,ref
比较，得到误差信号u
h,e
；
[0041]
s2.将所述误差信号送至pi调节器1，经过双向限幅环节1，得到基准值i
l1,ref
；
[0042]
s3.将基准值i
l1,ref
与第一电感l1的电流反馈值i
l1
比较，得到的误差信号i
l1,e
送至pi调节器2，经过单向限幅环节2，得到调节信号ur；
[0043]
s4.将第二电感l2的正向峰值电流采样值i
l2,peak
减去第一电感l1的谷值电流采样值i
l1,val
，得到电流裕度δi；
[0044]
s5.电流裕度δi与其基准值δi
ref
比较，得到的误差信号δie送至pi调节器3，再经过最小值(对应最小开关频率f
s,min
)限制环节和压频转换环节，得出当前工况下的单极性三角载波uc的开关频率fs；
[0045]
s6.调节信号ur与单极性三角载波uc交截，产生第二开关管s2的驱动信号u
gs,s2
；
[0046]
s7.将驱动信号u
gs,s2
取反，产生第一开关管s1的驱动信号u
gs,s1
；
[0047]
下面对图1所示用于混合动力汽车的高效率双向直流变换器的工作过程进行说明。
[0048]
所述用于混合动力汽车的高效率双向直流变换器具有两种工作模式：(1)buck模式，(2)boost模式。接下来分别分析两种工作模式下变换器的工作原理。为了简化分析，做以下假设：系统工作已经达到稳态；各物理量的参考方向规定如图1所示；第一开关管s1、第二开关管s2、第一电感l1、第二电感l2均为理想器件；第一电容c1、第二电容c2、第三电容c3都足够大，可忽略电压纹波；第一开关管s1、第二开关管s2的体二极管分别为d
s1
、d
s2
，寄生电容分别为c
s1
、c
s2
。
[0049]
(1)boost模式
[0050]
基于以上假设，所述用于混合动力汽车的高效率双向直流变换器在boost模式下一个周期内的工作可分为6个模态，每个模态对应的电路如图3所示，下面分别予以分析。
[0051]
在t0时刻之前，第一开关管s1与第二开关管s2均处于关断状态，第二电感l2的电流i
l2
大于第一电感l1的电流i
l1
，第二开关管s2的寄生二极管导通。
[0052]
工作模态1[t0,t1](等效电路如图3(a)所示)
[0053]
在t0时刻，开通第二开关管s2，模态1开始。由于开通前第二开关管s2的体二极管d
s2
导通，第二开关管s2两端压降近似为0，所以此开通过程为零电压开通。此时，a点电位为u
l
，b点电位为0。第一电感l1承受正向电压u
l
，第二电感l2承受反向电压u
l
。第一电感l1和第二电感l2电流表达式为：
[0054][0055][0056]
式中，u
l
为低压侧电压；l2为第二电感。
[0057]
工作模态2[t1,t2](等效电路如图3(b)所示)
[0058]
在t1时刻，关断第二开关管s2，模态1结束，模态2开始。此时，第一开关管s1和第二开关管s2的寄生电容c
s1
、c
s2
分别处于放电状态和充电状态。a点电位为u
l
，b点电位由0逐渐增大。此过程时间较短，近似认为第一电感l1和第二电感l2的电流近似不变。
[0059]
工作模态3[t2,t3](等效电路如图3(c)所示)
[0060]
在t2时刻，第一开关管s1和第二开关管s2的寄生电容c
s1
、c
s2
充放电完成，b点电位上升为uh，模态2结束，模态3开始。第一开关管s1的寄生二极管d
s1
导通，此过程时间较短，近似认为第一电感l1和第二电感l2的电流近似不变。
[0061]
工作模态4[t3,t4](等效电路如图3(d)所示)
[0062]
在t3时刻，开通第一开关管s1，模态3结束，模态4开始。由于开通前第一开关管s1的寄生二极管d
s1
导通，第一开关管s1两端压降近似为0，所以此开通过程为零电压开通。此时，a点电位为u
l
，b点电位为uh。第一电感l1承受反向电压u
h-u
l
，第二电感l2承受正向电压u
h-u
l
。第一电感l1和第二电感l2电流表达式为：
[0063][0064][0065]
工作模态5[t4,t5](等效电路如图3(e)所示)
[0066]
在t4时刻，关断第一开关管s1，模态4结束，模态5开始。此时，第一开关管s1和第二开关管s2的寄生电容c
s1
、c
s2
分别处于充电状态和放电状态。a点电位为u
l
，b点电位由uh逐渐减小。此过程时间较短，近似认为第一电感l1和第二电感l2的电流近似不变。
[0067]
工作模态6[t5,t6](等效电路如图3(f)所示)
[0068]
在t5时刻，第一开关管s1和第二开关管s2的寄生电容c
s1
、c
s2
充放电完成，b点电位减小至0，模态5结束，模态6开始。第二开关管s2的寄生二极管d
s2
导通，此过程时间较短，近似认为第一电感l1和第二电感l2的电流近似不变。t6时刻，开通第二开关管s2，模态6结束，下一个开关周期开始，重复上述过程。
[0069]
(2)buck模式
[0070]
所述用于混合动力汽车的高效率双向直流变换器在buck模式下，一个周期内的工作也可分为6个模态，每个模态对应的电路如图4所示，下面分别予以分析。
[0071]
在t0时刻之前，第一开关管s1与第二开关管s2均处于关断状态，第二电感l2的电流i
l2
大于第一电感l1的电流i
l1
，此时，第一开关管s1的寄生二极管d
s1
导通。
[0072]
工作模态1[t0,t1](等效电路如图4(a)所示)
[0073]
在t0时刻，开通第一开关管s1，模态1开始。由于开通前第一开关管s1的寄生二极管d
s1
导通，第一开关管s1两端压降近似为0，所以此开通过程为零电压开通。此时，a点电位为u
l
，b点电位为uh。第一电感l1承受反向电压u
h-u
l
，第二电感l2承受正向电压u
h-u
l
。第一电感l1和第二电感l2电流表达式为：
[0074][0075][0076]
工作模态2[t1,t2](等效电路如图4(b)所示)
[0077]
在t1时刻，关断第一开关管s1，模态1结束，模态2开始。此时，第一开关管s1和第二开关管s2的寄生电容c
s1
、c
s2
分别处于充电状态和放电状态。a点电位为u
l
，b点电位由uh逐渐
减小。此过程时间较短，近似认为第一电感l1和第二电感l2的电流近似不变。
[0078]
工作模态3[t2,t3](等效电路如图4(c)所示)
[0079]
在t2时刻，第一开关管s1和第二开关管s2的寄生电容c
s1
、c
s2
充放电完成，b点电位降为0，模态2结束，模态3开始。第二开关管s2的寄生二极管d
s2
导通，此过程时间较短，近似认为第一电感l1和第二电感l2的电流近似不变。
[0080]
工作模态4[t3,t4](等效电路如图4(d)所示)
[0081]
在t3时刻，开通第二开关管s2，模态3结束，模态4开始。由于开通前第二开关管s2的寄生二极管d
s2
导通，第二开关管s2两端压降近似为0，所以此开通过程为零电压开通。此时，a点电位为u
l
，b点电位为0。第一电感l1承受正向电压u
l
，第二电感l2承受反向电压u
l
。第一电感l1和第二电感l2电流表达式为：
[0082][0083][0084]
工作模态5[t4,t5](等效电路如图4(e)所示)
[0085]
在t4时刻，关断第二开关管s2，模态4结束，模态5开始。此时，第一开关管s1和第二开关管s2的寄生电容c
s1
、c
s2
分别处于放电状态和充电状态。a点电位为u
l
，b点电位由0逐渐增大。此过程时间较短，近似认为第一电感l1和第二电感l2的电流近似不变。
[0086]
工作模态6[t5,t6](等效电路如图4(f)所示)
[0087]
在t5时刻，第一开关管s1和第二开关管s2的寄生电容c
s1
、c
s2
充放电完成，b点电位上升为uh，模态5结束，模态6开始。第一开关管s1的寄生二极管d
s1
导通，此过程时间较短，近似认为第一电感l1和第二电感l2的电流近似不变。t6时刻，开通第一开关管s1，模态6结束，下一个开关周期开始，重复上述过程。
[0088]
一般而言，第一电感l1可以按照低压侧电压最低时的电流峰峰值δi
l1
不超过其最大平均电流i
l1,max
的δ％来进行设计，这里取δ％＝20％。此时，有：
[0089][0090]
第二电感l2的设计需要从boost和buck模式分别进行分析。
[0091]
boost模式时，当系统达到稳态，a点电位ua为(1-d)uh；当第一开关管s1导通时，b点电位ub为uh，当第二开关管s2导通时，b点电位ub为0。那么第二电感l2的电流峰峰值δi
l2
为：
[0092][0093][0094]
式中，δi
l2
为电感l2的电流峰峰值；ts为开关周期；fs为开关频率；d为第二开关管s2的驱动信号占空比。
[0095]
第二电感l2的峰值电流i
l2,peak
为：
[0096]
[0097]
第一电感l1的电流峰峰值δi
l1
为：
[0098][0099]
第一电感l1的谷值电流i
l1,val
为：
[0100][0101]
式中，i
l1
为第一电感l1的电流平均值。
[0102]
第二电感l2的峰值电流i
l2,peak
要大于第一电感l1谷值电流i
l1,val
，即
[0103]
δi＝i
l2,peak-i
l1,val
＞0
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(15)
[0104]
化简得：
[0105][0106]
buck模式下具有相同结论，因此不再赘述。
[0107]
δi越大，用来在死区td内抽出开关管结电容的电荷的电流就越大，就越容易实现开关管的zvs。但是，第二电感l2的电流峰峰值和有效值也相应越大，导致其铜耗、铁耗和开关管的通态损耗、关断损耗均增加。权衡考虑，δi一般取3a较为合适，即：既能方便地实现软开关，又不至于引起较大的附加损耗。
[0108]
前已述及，为了在整个运行条件下均能实现所有开关管的软开关，第二电感l2需要在最大负载和最低低压侧电压下设计。这导致常规的恒定开关频率pwm控制时，在轻载或者低压侧电压较高的条件下，第二电感l2的电流峰峰值远大于满足软开关条件所需要的值，从而使得变换效率严重下降。
[0109]
为此，本发明提出了用于混合动力汽车的高效率双向直流变换器的控制方法，即每个开关周期内，采集第二电感l2的峰值电流i
l2,peak
、第一电感l1的谷值电流i
l1,val
，得到电流裕度δi，通过pi调节器，实时改变开关频率，将第二电感l2的电流峰峰值维持在合适的范围内，使系统既可以实现软开关，又具有较小的通态损耗，从而在整个工作范围内均具有较高的运行效率。
[0110]
所述用于混合动力汽车的高效率双向直流变换器设计指标如表1所示。
[0111]
表1设计指标
[0112][0113]
本发明基于表1所示的设计指标设计相关电感量。
[0114]
将表1所示参数代入式(9)和式(16)，可得：
[0115]
[0116]
实际取第一电感l1＝360uh。
[0117][0118]
实际取第二电感l2＝20uh。
[0119]
基于以上对本发明进行的模态分析、工作条件分析以及参数设计，下面使用saber仿真软件对其进行仿真验证：
[0120]
图5给出了变换器boost模式下的输出功率由重载(200w)切换到轻载(20w)时，电感电流i
l1
、i
l2
和高压侧电压uh的仿真波形。可以看出：负载切换后，高压侧电压uh在80ms后重新恢复稳定(uh＝120v)，且开关频率fs由100khz变为230khz，占空比d几乎不变，电流裕度δi保持在3a的设计范围内。
[0121]
图6给出了变换器buck模式下的输出功率由重载(200w)切换到轻载(20w)时，电感电流i
l1
、i
l2
和高压侧电压uh的仿真波形。可以看出：负载切换后，高压侧电压uh在60ms后重新恢复稳定(uh＝120v)，且开关频率fs由100khz变为230khz，占空比d几乎不变，电流裕度δi保持在3a的设计范围内，从而验证所提控制策略的可行性。
[0122]
图7给出了变换器boost模式下u
l
＝48v、uh＝120v，分别采用传统pwm控制方式(fs＝100khz)和所述控制方式时，本文所述用于混合动力汽车的高效率双向直流变换器在不同负载条件下的仿真效率曲线。可以看出，与传统pwm控制方式相比，所述控制方式下，系统满载(200w)运行时的实测效率由98.13％提高为98.34％，系统轻载(20w)运行时的实测效率由88.91％提高为95.18％。
[0123]
图8给出了变换器buck模式下u
l
＝48v、uh＝120v，分别采用传统pwm控制方式(fs＝100khz)和所述控制方式时，本文所述用于混合动力汽车的高效率双向直流变换器在不同负载条件下的仿真效率曲线。可以看出，与传统pwm控制方式相比，所述控制方式下，系统满载(200w)运行时的实测效率由97.84％提高为98.03％，系统轻载(20w)运行时的实测效率由73.17％提高为90.62％。
[0124]
根据上述实验结果可以看出，本发明提出的用于混合动力汽车的高效率双向直流变换器的控制方法，能够在整个工作范围内实时改变开关频率，调整第一电感l1和第二电感l2的电流峰峰值，从而确保第一开关管s1和第二开关管s2实现软开关，又具有较小的通态损耗。相比传统的pwm调制策略，效率得到了明显提升，且实现方法较为简单。
[0125]
需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个
……”
限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
[0126]
以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想，而非对其限制。应当指出，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明的保护范围内。