两相并联升压电路的隔离型直流升压变换器及其控制方法

1.本发明属于直流变换器领域，具体涉及了一种两相并联升压电路的隔离型直流升压变换器及其控制方法。


背景技术：

2.直流升压变换器在光伏、风电等可再生能源发电和电动汽车等系统具有广泛的应用前景。在电压较高、功率较大的应用场合，考虑到系统安全性，一般要求变换器具有隔离功能。且由于光伏、风电、燃料电池等具有输出电压宽范围波动的特性，要求直流变换器须在较宽的输入电压范围内实现最大功率跟踪(mppt)和输出稳压等功能。
3.目前常用的基于两相并联升压电路的隔离型直流升压变换器主要采用推挽拓扑、移相全桥拓扑、串/并联谐振拓扑、全桥boost拓扑等结构：(1)推挽拓扑电路采用两个参数相同的开关管，以推挽的方式在正负半波交替工作，其结构简单，较正激、反激等电路拓扑的变压器磁芯利用率高，但是存在开关管电压应力高(输入电压的2倍以上)、变压器漏感引起电压尖峰、纹波电流较大等问题，不适于电压较高、功率较大的应用场合。(2)移相全桥拓扑采用移相pwm控制方法，可通过软开关降低电路的开关损耗和开关噪声，减少了开关过程中的电磁干扰，同时还保持了常规的全桥pwm电路中拓扑结构简洁、控制方式简单、开关频率恒定、元器件电压和电流应力小等一系列优点。但是在宽电压范围的应用中，移相全桥拓扑存在软开关范围有限、副边占空比丢失、较大的导通损耗等问题，不适于光伏、风电、燃料电池等电压宽范围波动的应用场合。(3)串/并联谐振拓扑是基本的谐振拓扑结构，其采用半桥或全桥产生电压方波，并经过lc串联或并联谐振网络后，在谐振回路上产生正弦交流电流，并通过改变开关频率来调整电压，其开关损耗较小，且实现软开关的范围较宽。但是，串/并联谐振拓扑由于采用变频控制，在较宽的输入电压范围内，其频率变换范围较宽，因此在电路滤波、器件选型、变压器设计等方面面临较大挑战。(4)全桥boost拓扑通过将常规boost电路和常规全桥电路想结合，可实现较高的升压比，并能适应较宽的电压输入范围，但是由于变压器漏感的影响，使开关管在开关瞬间产生较高的电压和电流尖峰，影响器件的可靠性并降低效率，且该拓扑存在软启动困难、开关管电流峰值较大等问题，不适于对效率和功率密度要求较高的场合。
4.总的来说，上述的部分拓扑经过优化可在某些工作点达到效率最优，然而在较宽的工作电压范围内，由于软开关范围窄、环流大、电压应力高等问题难以达到全局最优，并且上述传统的多种基于两相并联升压电路的隔离型直流升压变换器普遍存在电压变化范围较窄、可控性较差等问题，无法适应燃料电池、光伏电池等的电压宽范围随机变化。


技术实现要素：

5.为了解决现有技术中的上述问题，即现有隔离型直流变换器无法适应宽电压工作范围、开关频率较低以及开关损耗较高导致效率低和功率密度低，从而无法满足电动汽车、新能源发电等系统对宽电压范围、高功率密度、高效率的要求的问题，本发明提供了一种基
于两相并联升压电路的隔离型直流升压变换器，包括输入电源、两相输入电感、直流母线电容、全桥单元、串联谐振电路、高频变压器、输出整流桥和滤波电容；
6.所述输入电源的正极与两相输入电感相连，负极与直流母线电容相连；
7.所述两相输入电感与直流母线电容共同接入全桥单元；
8.所述全桥单元与串联谐振电路相连；
9.所述串联谐振电路经过高频变压器顺次连接输出整流桥和滤波电容。
10.在一些优选的实施方式中，所述两相输入电感，包括a相输入电感l1和b相输入电感l2；
11.所述全桥单元，包括第一桥臂和第二桥臂，所述第一桥臂包括第一桥臂上管s1和第一桥臂下管s2，第二桥臂包括第二桥臂上管s3和第二桥臂下管s4；
12.所述串联谐振电路，包括谐振电容cr和谐振电感lr；串联谐振电路的谐振频率高于全桥单元的开关频率，通过调整全桥单元的占空比调整直流升压变换器的电压；
13.所述高频变压器，包括原边绕组和副边绕组和励磁电感，原边绕组包括第一端和第二端，所述副边绕组包括第三端和第四端；
14.第一桥臂上管s1和第一桥臂下管s2相连构成第一桥臂中点，第二桥臂上管s3和第二桥臂下管s4相连构成第二桥臂中点；
15.所述a相输入电感串接在输入电源正极和所述全桥单元的第一桥臂中点之间；所述b相输入电感串接在输入电源正极和所述全桥单元的第二桥臂中点之间；所述第一桥臂和所述第二桥臂与所述直流母线电容并联；
16.所述第一桥臂中点与所述高频变压器原边绕组的第一端之间串联谐振电容；所述第二桥臂中点与所述高频变压器原边绕组的第二端之间串联谐振电感；
17.所述高频变压器的原边励磁电感连接于原边绕组的两端；
18.所述输出整流桥第三桥臂的一个二极管阳极与另一个二极管阴极相连，构成第三桥臂的中点，所述输出整流桥第四桥臂的一个二极管阳极与另一个二极管阴极相连，构成第四桥臂的中点；所述高频变压器副边绕组的第三端、第四端分别连接所述输出整流桥的第三桥臂和第四桥臂的中点；所述第三桥臂和所述第四桥臂与所述输出滤波电容并联。
19.在一些优选的实施方式中，所述两相输入电感、第一桥臂和第二桥臂组成两相并联boost升压电路，boost升压电路中电感上的电流为线性变化，所述直流升压变换器中两相输入电感的电流为线性电流和谐振电流的叠加，实现具有相同电流有效值的同时减小其峰值，并降低功率器件的电流应力。
20.在一些优选的实施方式中，所述全桥单元，采用脉宽调制pwm方法进行控制，同时通过高频谐振与pwm相结合，实现全桥单元中所有开关管的软开关，并减小所有开关管的电流峰值和有效值；所述直流升压变换器通过在高频变压器原边施加高频谐振正弦电流实现功率的输出。
21.本发明的另一方面，提供了一种基于两相并联升压电路的隔离型直流升压变换器的控制方法，应用于上述的基于两相并联升压电路的隔离型直流升压变换器，具体包括：
22.步骤s100，通过输入电源对整个电路提供初始电压；
23.步骤s200，基于所述初始电压，通过两相输入电感进行升压和稳压；
24.步骤s300，通过设置的驱动信号控制全桥单元中的第一桥臂上管s1、第一桥臂下
管s2、第二桥臂上管s3和第二桥臂下管s4调整工作模式，向串联谐振电路输出升压电压；
25.同时通过直流母线电容对全桥单元输出的升压电压进行滤波；
26.步骤s400，基于所述升压电压，通过串联谐振电路在变换器的一个开关周期内完成两个谐振半波，消除变压器漏感导致的开关管电压尖峰，输出原边电压；
27.步骤s500，基于所述原边电压通过高频变压器转化为副边电压；
28.步骤s600，所述原边电压每完成一个谐振半周期后，通过输出整流桥阻断谐振动作，并通过滤波电容滤波后向负载输出直流供电电压。
29.在一些优选的实施方式中，所述工作模式包括：
30.模式1，d＝0.5；模式2，d》0.5；模式3，d《0.5；其中，d表示主开关管的占空比，所述主开关管为第一桥臂下管s2和第二桥臂下管s4；所述模式1，变换器电压等效增益为2；所述模式2，变换器电压等效增益＜2；所述模式3，变换器电压等效增益＞2。
31.在一些优选的实施方式中，所述模式1，开关周期包括模态1、模态2、模态3、模态4、模态5、模态6、模态7和模态8；
32.其中，模态1、2和3中，第一桥臂上管s1和第二桥臂下管s4开通，第一桥臂下管s2和第二桥臂上管s3关断；
33.模态4中，第一桥臂上管s1、第二桥臂下管s4、第一桥臂下管s2和第二桥臂上管s3关断；
34.模态5、6和7中，第一桥臂下管s2和第二桥臂上管s3开通，第一桥臂上管s1和第二桥臂下管s4关断；
35.模态8中，第一桥臂上管s1、第二桥臂下管s4、第一桥臂下管s2和第二桥臂上管s3关断，在模态8结束之后，重新进入模态1开始新的开关周期。
36.在一些优选的实施方式中，所述模式1，其各模态的电路状态为：
37.所述模态1，各开关管的寄生输出电容与两相输入电感进行谐振，第一桥臂上管s1为a相输入电感l1提供续流回路，b相输入电感l2通过第二桥臂下管s4进行励磁，谐振电感lr和谐振电容cr进行第一个半周期的串联谐振，并通过高频变压器向副边电路输出功率，输出整流桥中的输出整流二极管d1和d4开通进行高频整流，并向负载输出供电电压，整流二极管d2和d3保持关断；
38.所述模态2，谐振电感lr和谐振电容cr组成的串联谐振已完成第一个半周期，谐振电流为0，谐振电感lr的谐振电压达到最大值；输出整流桥中的输出整流二极管d1和d4截止；
39.所述模态3，a相输入电感l1的续流电流降为0，b相输入电感l2的电流继续线性升高；
40.所述模态4，为开关管的驱动死区时间，第一桥臂上管s1和第二桥臂下管s4关断后，由于各开关管中寄生输出电容的存在，s1和s4的漏源电压缓慢升高，分别通过a相输入电感l1和b相输入电感l2的电流对s1和s4的寄生电容进行充电；同时a相输入电感l1和b相输入电感l2的电流也通过谐振的作用对第一桥臂下管s2和第二桥臂上管s3的寄生电容进行放电，s2和s3的漏源电压缓慢降低，整流二极管d2和d3开通进行高频整流；s1和s4的电压已升高为c
l
的电压，同时s2和s3的电压已降为0，向负载输出供电电压；
41.所述模态5，c
l
的电压通过第一桥臂下管s2和第二桥臂上管s3施加到谐振腔和高频变压器励磁电感lm中，励磁电感lm的电流开始降低，谐振电感lr和谐振电容cr继续进行第二
个半周期的串联谐振，并通过高频变压器向副边电路输出功率，向负载输出供电电压；
42.所述模态6，谐振电感lr和谐振电容cr的串联谐振已完成第二个半周期，谐振电流降为0，输出整流二极管d2和d3截止，a相输入电感l1通过第一桥臂下管s2励磁，b相输入电感l2通过第二桥臂上管s3续流，并通过高频变压器向副边电路输出第6供电电压；
43.所述模态7，b相输入电感l2的续流电流降为0，a相输入电感l1的电流继续线性升高，原边电路通过高频变压器向副边电路输出第7供电电压，副边通过输出电容ch进行功率输出；
44.所述模态8，为开关管的驱动死区时间，a相输入电感l1和b相输入电感l2的电流分别对第一桥臂下管s2和第二桥臂上管s3的寄生电容进行充电，第一桥臂下管s2和第二桥臂上管s3的漏源电压缓慢升高，两相输入电感的电流也通过谐振的作用对s1和s4的寄生电容进行放电，s1和s4的漏源电压缓慢降低，同时原边电路向副边电路输出第8供电电压，整流二极管d1和d4开通进行高频整流；在模态8结束前，s2和s3的漏源电压升高为c
l
的电压，同时s1和s4的电压降为0，由于失去了c
l
的电压钳位作用，串联谐振电路开始进行下一轮第一个半周期的串联谐振。
45.在一些优选的实施方式中，所述串联谐振，包括正半周和负半周：
46.所述正半周，具体为在模态8开始持续至模态1结束，谐振电容cr的电流i
cr
为正弦曲线；
47.所述负半周，具体为在模态4开始持续至模态5结束，谐振电容cr的电流i
cr
为正弦曲线。
48.在一些优选的实施方式中，所述串联谐振，其谐振电流i
ac
为：
49.其中，tr为谐振周期，ts为变换器的开关周期，io为副边电路输出直流电流，ωr为谐振角频率，t为运行时间，n表示高频变压器变比；
50.输出整流电压在谐振频率下的分量v
o—f
为：
51.其中，d为主开关管的占空比，vh表示；
52.输出负载折算到原边的等效负载r
eq
为：
53.其中，r
l
表示负载电阻。
54.在一些优选的实施方式中，所述串联谐振电路，其设计约束条件为：
55.其中，q为串联谐振腔的品质因数；
56.变换器所能适用的等效负载r
eq
满足：
57.变换器的开关频率固定，且工作在谐振和pwm混合模式下，通过高频谐振实现功率的输出和所有开关管的软开关，通过调整pwm占空比来实现对输出电压的调整；在保持谐振动作不受pwm控制影响的前提下，开关管占空比最小值为d
min
＝tr/ts，占空比最大值为d
max
＝1-tr/ts；
58.增益g范围为：
59.随着谐振周期tr的减小，变换器的增益范围变宽，然而，谐振电流的峰值也将增大，变压器传输能量的时间缩短，导通损耗增加。
60.本发明的有益效果：
61.(1)本发明基于两相并联升压电路的隔离型直流升压变换器，采用高频谐振和pwm混合控制模式，通过高频谐振实现功率输出和所有开关管的软开关，通过调整pwm占空比来实现对输出电压的控制，因此可实现高开关频率、高功率密度和高效率。
62.(2)本发明基于两相并联升压电路的隔离型直流升压变换器，变换器串联谐振的设计频率高于开关频率(一般设计为2倍以上)，且经过合理的设计谐振电感和谐振电容，谐振过程不受开关过程的影响，所以变换器可采用简单的pwm控制方式，且具有很宽的电压输入范围。
63.(3)本发明基于两相并联升压电路的隔离型直流升压变换器，引入串联谐振电容，通过与高频变压器的漏感或引入独立的电感进行高频串联谐振，消除了变压器漏感导致的开关管电压尖峰问题，且串联谐振频率高于开关频率，谐振过程不受开关管pwm开关动作的影响。
64.(4)本发明基于两相并联升压电路的隔离型直流升压变换器，通过高频谐振与pwm相结合的方式，减小了开关管的电流峰值和有效值，并实现了输出二极管的零电流开关，降低器件损耗，提高系统效率。
65.(5)本发明基于两相并联升压电路的隔离型直流升压变换器，通过合理的设计输入电感的感值，可实现在宽电压范围内开关管的软开关，减小电路的开关损耗，并能通过提高开关频率来实现较高的功率密度。
66.(6)本发明基于两相并联升压电路的隔离型直流升压变换器，通过原边boost拓扑和高频变压器一起实现较高的升压比，因此原边开关管的电压应力较低，可采用较低电压、较小导通电阻的开关器件来提高效率。
附图说明
67.通过阅读参照以下附图所作的对非限制性实施例所作的详细描述，本技术的其它特征、目的和优点将会变得更明显：
68.图1是本发明基于两相并联升压电路的隔离型直流升压变换器的电路结构示意图；
69.图2是本发明基于两相并联升压电路的隔离型直流升压变换器主要工作参数波形图；
70.图3是本发明基于两相并联升压电路的隔离型直流升压变换器一种实施例的电路处于模态1的等效电路结构示意图；
71.图4是本发明基于两相并联升压电路的隔离型直流升压变换器一种实施例的电路处于模态2的等效电路结构示意图；
72.图5是本发明基于两相并联升压电路的隔离型直流升压变换器一种实施例的电路处于模态3的等效电路结构示意图；
73.图6是本发明基于两相并联升压电路的隔离型直流升压变换器一种实施例的电路处于模态4的等效电路结构示意图；
74.图7是本发明基于两相并联升压电路的隔离型直流升压变换器一种实施例的电路处于模态5的等效电路结构示意图；
75.图8是本发明基于两相并联升压电路的隔离型直流升压变换器一种实施例的电路处于模态6的等效电路结构示意图；
76.图9是本发明基于两相并联升压电路的隔离型直流升压变换器一种实施例的电路处于模态7的等效电路结构示意图；
77.图10是本发明基于两相并联升压电路的隔离型直流升压变换器一种实施例的电路处于模态8的等效电路结构示意图；
78.图11是本发明基于两相并联升压电路的隔离型直流升压变换器一种实施例的谐振腔输出等效阻抗的推导图。
具体实施方式
79.下面结合附图和实施例对本技术作进一步的详细说明。可以理解的是，此处所描述的具体实施例仅用于解释相关发明，而非对该发明的限定。另外还需要说明的是，为了便于描述，附图中仅示出了与有关发明相关的部分。
80.需要说明的是，在不冲突的情况下，本技术中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。下面将参考附图并结合实施例来详细说明本技术。
81.本发明针对现有隔离型直流变换器拓扑存在的电压控制范围窄、效率低等不足，提出一种新型的基于两相并联升压电路的隔离型直流升压变换器，通过引入与漏感的高频串联谐振来消除漏感引起的电压尖峰问题，通过高频谐振与pwm相结合的方式，减小开关器件的电流峰值和有效值、实现输出二极管的零电流开关，以降低损耗、提高效率。同时结合高频谐振技术实现宽电压范围内开关管的软开关，提高电压增益的同时减小电路开关损耗，有利于开关频率的提高，提高变换器的功率密度。
82.本发明的一种基于两相并联升压电路的隔离型直流升压变换器，该变换器包括输入电源、两相输入电感、直流母线电容、全桥单元、串联谐振电路、高频变压器、输出整流桥和滤波电容；
83.所述两相输入电感分别与全桥单元的第一桥臂、第二桥臂组成两相并联boost升压电路，用于输入直流电压的升压和稳压；
84.所述直流母线电容用于所述两相并联boost升压电路输出电压的滤波；
85.所述串联谐振电路在所述变换器的一个开关周期内完成两个谐振半波，并通过高频变压器实现功率的原边向副边传输；
86.所述输出整流及滤波电路用于所述高频变压器输出交流电压的高频整流和滤波，获得输出直流电压。
87.为了更清晰地对本发明基于两相并联升压电路的隔离型直流升压变换器进行说明，下面结合图1对本发明实施例中各模块展开详述。
88.本发明第一实施例的基于两相并联升压电路的隔离型直流升压变换器，包括输入电源1、两相输入电感2、全桥单元第一桥臂3、全桥单元第二桥臂4、直流母线电容5、串联谐振电路6、高频变压器7、输出整流桥8、输出滤波电容9以及直流负载10，各模块详细描述如下：
89.所述输入电源的正极与两相输入电感相连，负极与直流母线电容相连；本实施例输入电源1为光伏或燃料电池输出的宽范围波动的直流电源，也可以是其他的宽范围波动的直流电源，本发明对此不作限定
90.所述两相输入电感与直流母线电容共同接入全桥单元；
91.所述全桥单元与串联谐振电路相连；
92.所述串联谐振电路经过高频变压器顺次连接输出整流桥和滤波电容。
93.在本实施例中，所述两相输入电感，包括a相输入电感l1和b相输入电感l2；
94.所述全桥单元，包括第一桥臂和第二桥臂，所述第一桥臂包括第一桥臂上管s1和第一桥臂下管s2，第二桥臂包括第二桥臂上管s3和第二桥臂下管s4；
95.所述串联谐振电路，包括谐振电容cr和谐振电感lr；串联谐振电路的谐振频率高于全桥单元的开关频率，通过调整全桥单元的占空比调整直流升压变换器的电压；在本实施例中，所述全桥单元，采用脉宽调制pwm方法进行控制，通过高频谐振与pwm相结合，实现全桥单元中所有开关管的软开关，并减小开关器件的电流峰值和有效值。本功能模块中，与常规直流变换器通过在高频变压器原边施加方波电流向副边输出功率不同，所述直流升压变换器通过在高频变压器原边施加高频谐振正弦电流实现功率的输出。
96.所述高频变压器，包括原边绕组和副边绕组和励磁电感，原边绕组包括第一端和第二端，所述副边绕组包括第三端和第四端；
97.第一桥臂上管s1和第一桥臂下管s2相连构成第一桥臂中点，第二桥臂上管s3和第二桥臂下管s4相连构成第二桥臂中点；
98.所述a相输入电感串接在输入电源正极和所述全桥单元的第一桥臂中点之间；所述b相输入电感串接在输入电源正极和所述全桥单元的第二桥臂中点之间；所述第一桥臂和所述第二桥臂与所述直流母线电容并联；
99.所述第一桥臂中点与所述高频变压器原边绕组的第一端之间串联谐振电容；所述第二桥臂中点与所述高频变压器原边绕组的第二端之间串联谐振电感；
100.所述高频变压器的原边励磁电感连接于原边绕组的两端；原边励磁电感lm也可以替代谐振电感lr作为串联谐振电路的谐振电感；
101.所述输出整流桥第三桥臂的一个二极管阳极与另一个二极管阴极相连，构成第三桥臂的中点，所述输出整流桥第四桥臂的一个二极管阳极与另一个二极管阴极相连，构成第四桥臂的中点；所述高频变压器副边绕组的第三端、第四端分别连接所述输出整流桥的
第三桥臂和第四桥臂的中点；所述第三桥臂和所述第四桥臂与所述输出滤波电容并联。输出整流桥中第三桥臂和第四桥臂的每个二极管的电流为正弦半波。
102.在本实施例中，所述两相输入电感、第一桥臂和第二桥臂组成两相并联boost升压电路，boost升压电路用于输入直流电压的升压和稳压。boost升压电路中电感上的电流为线性变化，所述直流升压变换器中两相输入电感的电流为线性电流和谐振电流的叠加，大大降低了电流纹波，减小了输入滤波器的体积，实现具有相同电流有效值的同时减小其峰值，并降低功率器件的电流应力。在boost电路中，全桥单元第一桥臂3和全桥单元第二桥臂4的桥臂下管电流为输入电感电流与高频变压器7的原边电流之和，全桥单元第一桥臂3和全桥单元第二桥臂4的桥臂上管电流为输入电感电流与高频变压器7的原边电流之差。
103.本发明的第二实施例，公开了一种基于两相并联升压电路的隔离型直流升压变换器的控制方法，应用于上述的基于两相并联升压电路的隔离型直流升压变换器，具体包括：
104.步骤s100，通过输入电源对整个电路提供初始电压；
105.步骤s200，基于所述初始电压，通过两相输入电感进行升压和稳压；
106.步骤s300，通过设置的驱动信号控制全桥单元中的第一桥臂上管s1、第一桥臂下管s2、第二桥臂上管s3和第二桥臂下管s4调整工作模式，向串联谐振电路输出升压电压；
107.同时通过直流母线电容对全桥单元输出的升压电压进行滤波；
108.步骤s400，基于所述升压电压，通过串联谐振电路在变换器的一个开关周期内完成两个谐振半波，消除变压器漏感导致的开关管电压尖峰，输出原边电压；
109.步骤s500，基于所述原边电压通过高频变压器转化为副边电压；在本实施例中设置原边绕组与副边绕组的匝比为1:n；
110.步骤s600，所述原边电压每完成一个谐振半周期后，通过输出整流桥阻断谐振动作，并通过滤波电容滤波后向负载输出直流供电电压。
111.输出直流电压作为直流负载10的供电电压。输出直流电压也可以连接至直流电网。
112.本实施例中，工作模式包括：模式1，d＝0.5；模式2，d》0.5；模式3，d《0.5；其中，d表示主开关管的占空比，所述主开关管为第一桥臂下管s2和第二桥臂下管s4；所述模式1，变换器电压等效增益为2；所述模式2，变换器电压等效增益＜2；所述模式3，变换器电压等效增益＞2。全桥单元第一桥臂3和全桥单元第二桥臂4的桥臂上管和桥臂下管互补导通，第一桥臂、第二桥臂的驱动信号相位相差180
°
，可以通过改变桥臂上管和下管的占空比来控制输出电压。
113.以模式1为例，开关周期包括模态1(t0～t1)、模态2(t1～t2)、模态3((t2～t3)、模态4(t3～t4)、模态5(t4～t5)、模态6(t5～t6)、模态7(t6～t7)和模态8(t7～t8)；各模态的两相并联升压电路的隔离型直流升压变换器主要工作参数波形如图2所示；v
gs1
、v
gs2
分别代表s1和s2的驱动信号，i
l1
、i
l2
分别代表a相和b相输入电感的电流，i
cr
代表谐振电容cr的电流，i
ds1
、i
ds2
分别代表s1和s2的漏-源电流，v
ds1
、v
ds2
分别代表s1和s2的漏-源电压，i
d5
、i
d6
分别代表流经二极管d3和d4的电流；
114.其中，模态1、2和3中，第一桥臂上管s1和第二桥臂下管s4开通，第一桥臂下管s2和第二桥臂上管s3关断；
115.所述模态1，电路状态如图3所示，在t0时刻之前，s1、s2、s3、s4都处于关断状态，各开
关管的寄生电容与两相输入电感进行谐振，进而实现软开关，在t0时刻，s1、s4开通，s1为l1提供续流回路，第一桥臂上管s1为a相输入电感l1提供续流回路，b相输入电感l2通过第二桥臂下管s4进行励磁，谐振电感lr和谐振电容cr进行第一个半周期的串联谐振，并通过高频变压器向副边电路输出功率，输出整流桥中的输出整流二极管d1和d4开通进行高频整流，并向负载输出供电电压，整流二极管d2和d3保持关断；此阶段谐振电流为正弦半波，因此d1和d4为零电流开通和关断，可减小二极管反向恢复损耗。在谐振过程中，s1的电流为l1电流与谐振电流、励磁电感电流之差，s4的电流为l2电流与谐振电流、励磁电感电流之和，因此由于谐振频率高于开关频率，在电感电流达到峰值之前，谐振电流已经降为0，这样可降低开关管的电流峰值和有效值，减小开关管的导通损耗。
116.在本实施例中，所述串联谐振，包括正半周和负半周：
117.所述正半周，具体为在模态8开始持续至模态1结束，谐振电容cr的电流i
cr
为正弦曲线；
118.所述负半周，具体为在模态4开始持续至模态5结束，谐振电容cr的电流i
cr
为正弦曲线；
119.所述模态2，电路状态如图4所示，在t1时刻，谐振电感lr和谐振电容cr组成的串联谐振已完成第一个半周期，谐振电流为0，谐振电感lr的谐振电压达到最大值；输出整流桥中的输出整流二极管d1、d4、d2和d3截止；由于lr和cr组成的谐振腔的品质因数小于1，cr上的谐振电压v
cr
小于c
l
的电压，因此串联谐振过程在t1时刻停止；在此阶段，l1继续通过s1续流，l2继续通过s4励磁。
120.所述模态3，模态3的电路状态如图5所示，在t2时刻，a相输入电感l1的续流电流降为0，b相输入电感l2的电流继续线性升高；副边仍然通过输出电容ch进行功率输出，a相输入电感l1的电流的反向为s1实现软关断提供了条件；
121.模态4中，第一桥臂上管s1、第二桥臂下管s4、第一桥臂下管s2和第二桥臂上管s3关断；
122.所述模态4，模态4的电路状态如图6所示，为开关管的驱动死区时间，在t3时刻，第一桥臂上管s1和第二桥臂下管s4关断后，由于各开关管中寄生电容的存在，开关管s1和s4的漏源电压缓慢升高，实现了s1和s4的零电压关断，分别通过a相输入电感l1和b相输入电感l2的电流对s1和s4的寄生输出电容进行充电，同时a相输入电感l1和b相输入电感l2的电流也通过谐振的作用对第一桥臂下管s2和第二桥臂上管s3的寄生输出电容进行放电，s2和s3的漏源电压缓慢降低，整流二极管d2和d3开通进行高频整流；在模态4结束前，s1和s4的电压已升高为c
l
的电压，同时s2和s3的电压已降为0；向负载输出供电电压；为零电压开通提供了条件。由于失去了c
l
的电压钳位作用，谐振腔开始进行串联谐振，并通过高频变压器向副边输出能量，由于谐振电流为正弦波，d2和d3为零电流开通。
123.模态5、6和7中，第一桥臂下管s2和第二桥臂上管s3开通，第一桥臂上管s1和第二桥臂下管s4关断；
124.所述模态5，模态5的电路状态如图7所示，在t4时刻第一桥臂下管s2和第二桥臂上管s3实现零压开通，c
l
的电压通过第一桥臂下管s2和第二桥臂上管s3施加到谐振腔和高频变压器励磁电感lm中，励磁电感lm的电流开始降低，谐振电感lr和谐振电容cr继续进行第二个半周期的串联谐振，并通过高频变压器向副边电路输出功率，并向负载输出供电电压；
125.所述模态6，模态6的电路状态如图8所示，在t5时刻，谐振电感lr和谐振电容cr的串联谐振已完成第二个半周期，谐振电流降为0，输出整流二极管d2和d3截止，a相输入电感l1通过第一桥臂下管s2励磁，b相输入电感l2通过第二桥臂上管s3续流，并通过高频变压器向副边电路输出第6供电电压；此时的电路参数状态与模态2类似，在谐振过程中，s3的电流为l2电流与谐振电流、励磁电感电流之差，s2的电流为l1电流与谐振电流、励磁电感电流之和；由于cr上的谐振电压v
cr
小于c
l
的电压，因此串联谐振过程在t5时刻停止；
126.所述模态7，模态7的电路状态如图9所示，电路参数与模态3相似，在t6时刻，b相输入电感l2的续流电流降为0，a相输入电感l1的电流继续线性升高，原边电路通过高频变压器向副边电路输出第7供电电压，副边通过输出电容ch进行功率输出；
127.模态8中，第一桥臂上管s1、第二桥臂下管s4、第一桥臂下管s2和第二桥臂上管s3关断，在模态8结束之后，重新进入模态1开始新的开关周期。
128.所述模态8，模态8的电路状态如图10所示，为开关管的驱动死区时间，在t7时刻，a相输入电感l1和b相输入电感l2的电流分别对第一桥臂下管s2和第二桥臂上管s3的寄生电容进行充电，开关管的漏源电压缓慢升高，实现了第一桥臂下管s2和第二桥臂上管s3的零电压关断，两相输入电感电流也通过谐振的作用对s1和s4的寄生电容进行放电，开关管的漏源电压缓慢降低，同时原边电路向副边电路输出第8供电电压，整流二极管d1和d4开通进行高频整流；在模态8结束前，s2和s3的漏源电压升高为c
l
的电压，同时s1和s4的电压降为0，由于失去了c
l
的电压钳位作用，串联谐振电路开始进行下一轮第一个半周期的串联谐振。
129.t1时刻或t5时刻之后(模态2和模态6)，由于c
l
电压的钳位作用，串联谐振截止，在串联谐振阶段电路向负载输出供电电压。即v
cr
《v
cl
，根据此约束条件可推导出本发明所提变换器的谐振腔设计条件和最大负载阻抗。
130.谐振阶段的简化模型如图11所示，cr为谐振电容，lr为谐振电感，v
in
为谐振腔的等效输入电压，vo为输出电压经过变压器后折算到原边的等效电压，r
eq
为输出负载折算到原边的等效负载，io为输出直流电流，i
ac
为谐振电流，v
o—f
为输出整流电压在谐振频率下的分量，d为开关管s2和s4的占空比，ts为变换器的开关周期。
131.在本实施例中，所述串联谐振，其谐振电流i
ac
为：
132.其中，tr为谐振周期，ts为变换器的开关周期，io为副边电路输出直流电流，ωr为谐振角频率，t为运行时间，n表示高频变压器变比；
133.输出整流电压在谐振频率下的分量v
o—f
为：
134.其中，d为主开关管的占空比，vh表示；
135.输出负载折算到原边的等效负载r
eq
为：
136.其中，r
l
表示负载电阻。
137.在本实施例中，所述串联谐振电路，其设计约束条件为：
138.其中，q为串联谐振腔的品质因数；
139.变换器所能适用的等效负载r
eq
满足：
140.在保持谐振动作不受pwm控制影响的前提下，开关管占空比最小值为d
min
＝tr/ts，占空比最大值为d
max
＝1-tr/ts；
141.增益g范围为：
142.随着谐振周期tr的减小，变换器的增益范围变宽，然而，谐振电流的峰值也将增大，变压器传输能量的时间缩短，导通损耗增加，因此，在实际应用中，应根据电压波动范围尽可能选择较大的谐振周期来设计lr和cr。
143.由于串联谐振电路6的谐振频率高于变换器的开关频率(一般设计为2倍以上)，因此在一定的占空比范围内，串联谐振过程不受占空比的影响，从而可以实现谐振与pwm控制的叠加，大大减小了器件的导通损耗，增加器件使用寿命。
144.术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不是用于描述或表示特定的顺序或先后次序。
145.术语“包括”或者任何其它类似用语旨在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备/装置不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其它要素，或者还包括这些过程、方法、物品或者设备/装置所固有的要素。
146.至此，已经结合附图所示的优选实施方式描述了本发明的技术方案，但是，本领域技术人员容易理解的是，本发明的保护范围显然不局限于这些具体实施方式。在不偏离本发明的原理的前提下，本领域技术人员可以对相关技术特征做出等同的更改或替换，这些更改或替换之后的技术方案都将落入本发明的保护范围之内。