确定两个无线电收发器之间的距离的制作方法

确定两个无线电收发器之间的距离


背景技术：

1.本发明涉及用于确定两个无线电收发器之间的距离的设备和方法。
2.无线电波以相对恒定且精确已知的速度行进穿过如空气、空间和水等介质。这意味着无线电信号从无线电发射器行进到无线电接收器所需的时间对应于其之间的分开距离。如果可以准确地测量此时间，则可以以对应的准确度确定距离。如果发射器和接收器的时钟是精确同步的，则单向发射可能足以确定其之间的距离。然而，在许多情况下，无线电收发器的时钟不会足够精确同步或根本不同步。
3.往返定时(rtt)可以用于确定两个数字无线电收发器之间的分开距离，即使其无法访问公共时间参考。rtt基于对第一定时信号从收发器装置a(“发起器”)行进到收发器装置b(“反射器”)的时间以及第二定时信号从装置b行进回到装置a的时间的测量。如果装置a已知装置b接收第一信号与发射第二信号的间隔(即，装置b的“停留时间”)，则装置a可以通过以下方式计算平均飞行时间(tof)：从第二信号的接收时间(也根据装置a的时钟测量)减去第一信号的发射时间(根据装置a的时钟测量)加上停留时间，并且除以2。
4.然而，这种tof计算的准确度通常受到两个无线电装置的无线电收发器所使用的采样时钟的分辨率的限制。为无线电装置提供更高频率的采样时钟以提高时序分辨率可能成本高昂并且会导致更高的功耗。
5.本发明的各实施例寻求提供一种不同的方法来更准确地确定距离而不必增加采样时钟速率。


技术实现要素：

6.根据第一方面，本发明提供了一种用于确定发起器无线电收发器与反射器无线电收发器之间的距离的方法，所述方法包括：
7.所述发起器无线电收发器在第一发射时间发射第一无线电信号；
8.所述反射器无线电收发器：
[0009]-在第一接收时间接收所述第一无线电信号；
[0010]-生成表示接收到的第一无线电信号的电信号；
[0011]-通过使用具有采样周期的采样时钟信号对所述电信号进行采样来生成经采样信号；
[0012]-对所述经采样信号进行处理，以便以比所述采样周期更细的时间分辨率确定表示所述第一接收时间的第一接收时间值，借此所述第一接收时间值包括表示所述采样周期的某一分数的分数分量；并且
[0013]-使用所述分数分量在第二发射时间发射第二无线电信号，所述第二发射时间与所述采样时钟信号偏移取决于所述分数分量的量，使得所述第二发射时间相比所述第一接收时间延迟预定停留时间，所述预定停留时间被确定到比所述采样周期更细的准确度；并且
[0014]
所述发起器无线电收发器：
[0015]-在第二接收时间接收所述第二无线电信号；
[0016]-确定表示所述第二接收时间的第二接收时间值；并且
[0017]-对所述第二接收时间值和表示所述第一发射时间的第一发射时间值进行处理，以确定表示所述发起器无线电收发器与所述反射器无线电收发器之间的距离的距离值。
[0018]
根据第二方面，本发明提供了一种反射器无线电收发器，其供在用于确定发起器无线电收发器与所述反射器无线电收发器之间的距离的方法中使用，其中所述反射器无线电收发器被配置成：
[0019]-在第一接收时间接收来自所述发起器无线电收发器的第一无线电信号；
[0020]-生成表示接收到的第一无线电信号的电信号；
[0021]-通过使用具有采样周期的采样时钟信号对所述电信号进行采样来生成经采样信号；
[0022]-对所述经采样信号进行处理，以便以比所述采样周期更细的时间分辨率确定表示所述第一接收时间的第一接收时间值，借此所述第一接收时间值包括表示所述采样周期的某一分数的分数分量；并且
[0023]-使用所述分数分量在第二发射时间发射第二无线电信号，所述第二发射时间与所述采样时钟信号偏移取决于所述分数分量的量，使得所述第二发射时间相比所述第一接收时间延迟预定停留时间，所述预定停留时间被确定到比所述采样周期更细的准确度。
[0024]
根据第三方面，本发明提供了一种无线电系统，其包括发起器无线电收发器和反射器无线电收发器，其中：
[0025]
所述发起器无线电收发器被配置成在第一发射时间发射第一无线电信号；
[0026]
所述反射器无线电收发器被配置成：
[0027]-在第一接收时间接收所述第一无线电信号；
[0028]-生成表示接收到的第一无线电信号的电信号；
[0029]-通过使用具有采样周期的采样时钟信号对所述电信号进行采样来生成经采样信号；
[0030]-对所述经采样信号进行处理，以便以比所述采样周期更细的时间分辨率确定表示所述第一接收时间的第一接收时间值，借此所述第一接收时间值包括表示所述采样周期的某一分数的分数分量；并且
[0031]-使用所述分数分量在第二发射时间发射第二无线电信号，所述第二发射时间与所述采样时钟信号偏移取决于所述分数分量的量，使得所述第二发射时间相比所述第一接收时间延迟预定停留时间，所述预定停留时间被确定到比所述采样周期更细的准确度；并且
[0032]
所述发起器无线电收发器被进一步配置成：
[0033]-在第二接收时间接收所述第二无线电信号；
[0034]-确定表示所述第二接收时间的第二接收时间值；并且
[0035]-对所述第二接收时间值和表示所述第一发射时间的第一发射时间值进行处理，以确定表示所述发起器无线电收发器与所述反射器无线电收发器之间的距离的距离值。
[0036]
根据第四方面，本发明提供了一种计算机软件，其包括指令，所述指令当由反射器无线电收发器的处理系统执行时使所述处理系统：
[0037]-接收表示所述反射器无线电收发器在第一接收时间接收到的接收到的第一无线电信号的经采样信号，其中所述经采样信号是根据具有采样周期的采样时钟信号进行采样的；
[0038]-对所述经采样信号进行处理，以便以比所述采样周期更细的时间分辨率确定表示所述第一接收时间的第一接收时间值，借此所述第一接收时间值包括表示所述采样周期的某一分数的分数分量；并且
[0039]-使用所述分数分量控制所述反射器无线电收发器在第二发射时间发射第二无线电信号，所述第二发射时间与所述采样时钟信号偏移取决于所述分数分量的量，使得所述第二发射时间相比所述第一接收时间延迟预定停留时间，所述预定停留时间被确定到比所述采样周期更细的准确度。
[0040]
因此，将看到，根据本发明，反射器收发器可以以比反射器的采样时钟速率更细的定时准确度，即以子周期准确度来实施停留时间。与预定预期停留时间相比，通过消除由反射器实施的实际驻留时间中的至多一个时钟周期的不确定性，这随后可以使发起器收发器能够以比其它方式可能更准确地测量第一信号和第二信号的往返时间。
[0041]
值得注意的是，这种方法还可以使发起器收发器能够确定距离值，而无需从反射器收发器向发起器收发器发射任何定时信息。这是可能的，因为停留时间是预先确定的，因此发起器可以提前知道——例如，针对所述方法的所有实例，所述停留时间由系统的设计规范固定为常数，或者针对一个或多个实例，所述停留时间已经在收发器之间预先协商或约定。这可以避免收发器之间除了第一信号和第二信号之外的任何另外的通信的需要，由此理想地使距离确定方法所需的无线电带宽最小化(尽管在一些实施例中，当然不禁止这种通信)。以这种方式，所述方法可以既快速又是功率高效的。
[0042]
反射器可以包括通过采样时钟信号计时的数模转换器(dac)，所述dac用于对接收到的无线电信号进行采样。反射器还可以包括通过采样时钟信号计时的模数转换器(adc)，所述adc用于将数字信号转换成模拟信号，以便以无线电信号的形式进行发射。
[0043]
反射器可以使用任何合适的技术来以比采样周期更细的时间分辨率确定第一接收时间值。在一些实施例中，反射器包括可以以硬件或软件实施的数字相关器。相关器可以被配置成使经采样信号与表示第一无线电信号的部分或全部的参考数据(例如，在无线电信号中编码的已知32或64位序列)互相关。反射器可以在硬件或软件中处理相关器的输出，以确定第一接收时间值——例如，通过以比采样时钟更细的分辨率确定相关峰值的位置。具体地，所述反射器可以被配置成应用定时偏移确定方法以根据相关器的输出确定分数分量，如早-迟算法、或加德纳算法或任何其它合适的算法。
[0044]
包含分数分量的第一接收时间值可以作为数据存储在反射器的存储器中。
[0045]
反射器如何使用分数分量控制第二无线电信号的发射可以在实施例之间变化。
[0046]
在第一组实施例中，反射器无线电收发器包括分数延迟滤波器，所述分数延迟滤波器可以在硬件或软件中实施。分数延迟滤波器可以被布置成向第二无线电信号的发射引入小于一个采样周期的延迟。分数延迟滤波器可以是线性插值滤波器、窗口化sinc滤波器、多项式插值滤波器或任何其它分数延迟滤波器。在一些实施例中，其是线性插值滤波器，这对于易于实施可能是期望的。反射器可以被配置成根据分数分量控制分数延迟滤波器。所述反射器可以被配置成使分数延迟滤波器实施等于分数分量或者作为分数分量的预定函
数的延迟。
[0047]
在第二组实施例中，反射器无线电收发器包括存储器，所述存储器用于存储数字模板数据，所述数字模板数据表示在多个不同分数延迟时的第二无线电信号的部分或全部。模板数据中的一些模板数据可以表示零延迟。模板数据的相应分数延迟可以在一个采样周期内以相等的间隔间隔开。在一组实施例中，数据包括多个数字信号模板，每个数字信号模板表示在不同的相应分数延迟时的整个第二无线电信号。存储器中可以存储任何数量的模板，例如，32个或64个模板。在另一组实施例中，数据包括用于组装第二无线电信号的元素(例如，表示半位持续时间的样本)并且反射器可以被配置成使用模板数据在逐个元素的基础上计算第二无线电信号(例如，在逐半位的基础上)。当第一无线电信号和第二无线电信号是受到符号间干扰的调制数字信号时，这可能是有用的。反射器可以被配置成根据分数分量选择模板数据(例如，从多个数字信号模板中选择模板)。所述反射器可以被配置成选择分数延迟最接近分数分量或最接近分数分量的预定函数的模板数据。反射器可以使用所选模板数据来发射第二无线电信号——例如，通过将所选模板输入到反射器的由采样时钟定时的数模转换器。
[0048]
将理解的是，在一些实例中，分数分量可以被确定为零，并且在一些实施例中，然后可以在与采样时钟信号的零偏移时发射第二无线电信号。然而，反射器总是被配置成确定(例如，测量)分数分量，即使当其为零时也是如此。此外，反射器总是被配置成用于在这些发生时确定非零分数分量。
[0049]
第二发射时间可以位于时钟信号的脉冲之后，两者间隔开小于一个采样周期的偏移量。偏移量可以等于分数分量。如在一些实施例中，当预定停留时间是采样周期的整数倍时，这可能是合适的。
[0050]
然而，在一些实施例中，偏移量可以等于分数分量加上可以为正或负的调整因子。如在一些实施例中，当预定停留时间不是采样周期的整数倍时，这可能是合适的。如果预定停留时间的持续时间被定义或指定为不是反射器时钟信号的标称采样周期的整数倍，则非整数停留时间可以通过设计发生。非整数驻留时间可以用于补偿反射器收发器内的电信号路径中的延迟——例如，用于在接收第一无线电信号时补偿接收天线与dac或解调器之间的电信号路径中的第一延迟，以及在发射第二无线电信号时补偿adc或调制器与发射天线之间的电信号路径中的第二延迟；这种延迟可能是由pcb迹线、匹配网络、低噪声放大器(lna)、混频器、抗混叠滤波器(aaf)等引起的。在一些实施例中，调整因子可以是恒定的——例如，考虑到任何恒定电路径延迟和/或当使用标称频率不是指定停留时间的整数分数的采样时钟时。然而，在其它实施例中，调整因子可以是可变的，并且可以由反射器控制。所述调整因子可以包括可以求和的预定恒定分量(例如，允许已知的路径延迟)和由反射器确定的可变分量。如果采样时钟信号受到可变漂移的影响，使得采样周期与标称采样周期相差不可预测的量，和/或考虑到电信号路径延迟的任何变化，这可能是有用的。
[0051]
反射器可以被配置成根据采样时钟信号的频率偏移确定调整因子，所述频率偏移是与标称频率或参考频率的偏移，或者可以是与本地振荡器和/或发起器的采样时钟信号的频率的偏移。所述反射器可以被配置成使用一个或多个接收到的无线电信号确定采样时钟信号的频率偏移。在一些实施例中，反射器包括本地振荡器，以用于对接收到的无线电频率信号进行下混频，所述无线电频率信号可以与采样时钟信号同步。反射器可以通过确定
本地振荡器与接收到的无线电信号(其可以包括第一无线电信号)之间的频率偏移确定采样时钟中的频率偏移。
[0052]
反射器无线电收发器可以包括一个或多个无线电天线。第一接收时间可以是反射器无线电收发器的天线接收到第一无线电信号的时间。第二发射时间可以是反射器无线电收发器的天线发射第二无线电信号的时间。
[0053]
发起器无线电收发器可以被配置成：
[0054]-生成表示接收到的第二无线电信号的第二电信号；
[0055]-通过使用具有第二采样周期的第二采样时钟信号对所述第二电信号进行采样来生成第二经采样信号；并且
[0056]-以比所述第二采样周期更细的时间分辨率确定所述第二接收时间值，借此所述第二接收时间值包括表示所述第二采样周期的某一分数的分数分量。
[0057]
发起器可以使用任何合适的技术来以比采样周期更细的时间分辨率确定第二接收时间值。所述发起器可以包括数字相关器，类似于上文针对反射器所描述的数字相关器。
[0058]
以这种方式，通过避免第二接收时间的一周期不确定性，可以进一步提高距离值的准确度。
[0059]
发起器无线电收发器可以被进一步配置成以比第二采样周期更细的时间分辨率来确定第一发射时间值。
[0060]
可以针对每个信号中的任何适当点——例如，针对信号的开始或针对信号的结束——确定接收时间和发射时间中的每一个。
[0061]
第一信号或第二信号可以是较长无线电发射的一部分，其可以包含不用于确定距离值的其它部分(例如，前导码数据或消息数据)。第一信号或第二信号可以是数据包的一部分或全部。第一无线电信号和第二无线电信号可以是经调制的数字信号。其可以是相位调制的和/或频率调制的和/或幅度调制的。在一些实施例中，其包括经调制的数据。其可以是频移键控(fsk)或高斯fsk调制(gfsk)的信号。数据可以是具有良好自相关特性的序列。所述数据可以是伪随机序列。rtt方法的多个实例中的数据可以是恒定的，或者可以在实例之间有所不同。发起器收发器和反射器收发器中的每一个可以包括用于生成彼此相同的伪随机序列的相应硬件或软件伪随机数生成器。
[0062]
发起器可以将距离值确定为i)第二接收时间值与ii)第一发射时间值加上所述预定停留时间之间的差值乘以信号速度值并除以2。所述发起器可以确定以米为单位或任何其它距离单位的距离值。信号速度值可以表示无线电信号穿过如空气等介质的速度。然而，可能没有必要在所有实施例中执行这种计算——例如，在一些实施例中，发起器可以确定i)第二接收时间值与ii)第一发射时间值之间的差，这对于某些目的来说可能就足够了，因为假设停留时间和信号速度保持恒定，此值可以充分表示收发器之间的分开距离，以便随时间用于比较目的(例如，以检测收发器接近彼此或远离彼此的相对运动)。
[0063]
停留时间优选地在方法的多个实例中是恒定的，尽管在一些实施例中其可以变化。
[0064]
发起器无线电收发器和反射器无线电收发器可以被实施为相应无线电装置。每个都可以是以下各项的全部或部分：无线电标签、传感器装置、手机、个人计算装置、家用电器、车辆或任何其它装置。收发器可以分开任何距离。根据其通信范围，分开距离可以是厘
米、米、公里、数十公里或更多的量级。在一些实施例中，收发器是相应短程距离装置。所述收发器可以是bluetooth
tm
低能耗无线电收发器。所述收发器可以支持bluetooth
tm
低能耗协议的版本。第一无线电信号和第二无线电信号可以处于2.4ghz频带中。
[0065]
反射器收发器或发起器收发器可以包括或可以是集成电路无线电接收器，例如，硅芯片。其可以包括或连接到一个或多个片外组件，如电源、天线、晶体、分立电容器、分立电阻器等。
[0066]
反射器收发器可以被进一步配置成实施发起器收发器的步骤(在方法的不同实例中)，并且发起器收发器可以被进一步配置成实施反射器收发器的步骤。
[0067]
反射器收发器和发起器收发器可以各自包括一个或多个处理器、dsp、逻辑门、放大器、滤波器、数字组件、模拟组件、非易失性存储器(例如，用于存储软件指令)、易失性存储器、存储器总线、外围设备、输入、输出和任何其它相关的电子组件或特征。
[0068]
具体地，被配置成处理经采样信号并使用分数分量来控制反射器无线电收发器的处理系统可以通过存储在反射器收发器的存储器中的软件指令来如此配置。反射器收发器或发起器收发器的处理系统可以包括dsp和/或通用处理器，如arm
tm cortex-m
tm
处理器。本文所公开的数字处理步骤中的任何数字处理步骤可以完全以软件执行，或完全由硬连线电路系统(例如，包括数字逻辑门)执行，或由软件和硬件的组合执行。
[0069]
可以在非暂时性计算机可读介质上提供本文所公开的计算机软件。
[0070]
本文所描述的任何方面或实施例的特征可以在适当的情况下应用于本文所描述的任何其它方面或实施例。在参考不同的实施例或实施例组时，应当理解，这些不一定是不同的而是可以重叠。
附图说明
[0071]
现在将参考附图仅以示例的方式描述本发明的某些优选的实施例，其中：
[0072]
图1是体现本发明的用于使用往返定时测量分开距离的无线电发射器系统的示意图；
[0073]
图2是系统的单无线电收发器的示意图；
[0074]
图3是给出了往返定时过程中的无线电数据包交换的概述的定时图；
[0075]
图4是给出了如何在系统内实施分数定时延迟的更多细节的定时图；
[0076]
图5是在每个无线电收发器中实施的分数延迟滤波器的示意图；
[0077]
图6是第一组实施例中的线性插值分数延迟滤波器相对于归一化频率的相位延迟和幅度响应的一对对准图；并且
[0078]
图7是第二组实施例中的窗口化sinc分数延迟滤波器相对于归一化频率的相位延迟和幅度响应的一对对准图。
具体实施方式
[0079]
图1示出了包括第一“发起器”无线电收发器装置11和第二“反射器”无线电收发器装置12的无线电收发器系统10。装置11、12可以是任何配备无线电的装置，如智能电话、无线传感器、标签、家用电器、陆地车辆、卫星等。在一组实施例中，装置11、12是可以通过bluetooth
tm
低能耗(ble)通信链路彼此通信的消费电子产品。
[0080]
装置11、12分开距离d。此距离可以是厘米、米、公里、数十公里、数百公里或更多的量级，这取决于装置11、12所支持的无线电通信的测距。当使用ble通信时，可能以厘米或米为量级。
[0081]
装置11、12被配置成在无线电数据包通信交换中协作以使用往返定时(rtt)过程来测量距离d。在一些实施例中，装置11、12还可以任选地能够支持用于距离测距的另外的过程，如基于多载波相位的测距，其可以用作rtt的替代方案，或者与rtt组合以生成更准确的测量结果。
[0082]
装置11、12含有用于对其无线电发射进行定时的独立时钟。时钟彼此不同步。
[0083]
在往返定时操作中，“发起器”装置11发射由“反射方”装置12接收的第一数据包。反射器装置12然后发射由发起器接收的第二数据包。如下文更详细地解释的，通过测量这些数据包的发射时间和接收时间，装置11、12之一或两者可以利用无线电信号在两个装置11、12之间行进的已知光速c估计其之间的距离d。
[0084]
图2示出了示例性实施例中的无线电装置200的可以充当发起器装置11或充当反射器装置12的主要组件。在一些系统10中，发起器装置11和反射器装置12可以各自具有图2中所示的装置200的所有特征，尽管这不是必需的。
[0085]
无线电装置200在外壳202内含有支持bluetooth
tm
低能耗通信的集成电路无线电收发器芯片204。其可能另外支持其它无线电协议，如ieee 802.11、3gpp lte cat-m1、3gpp lte nb-iot、ieee 802.15.4、zigbee
tm
、thread
tm
、ant
tm
等。
[0086]
无线电芯片204含有包含专用硬件逻辑的基带控制器206、以及用于存储软件的存储器和用于执行软件的处理器，如arm
tm cortex
tm
处理器。其可以包含一个或多个dsp或另外的处理器。基带控制器206通过发射路径连接到一个或多个无线电天线208，以用于发射无线电数据，并通过接收路径连接到所述一个或多个无线电天线，以用于接收传入的无线电数据。接收路径包含低噪声放大器(lna)210、正交混频器212、一组模拟接收滤波器216和模数转换器(adc)218，所述正交混频器用于通过将rf信号与由本地振荡器214生成的周期性信号混频来将传入的无线电频率(例如，2.4ghz)信号下混频到中频(if)或基带。发射路径包含数模转换器(dac)220、一组模拟发射滤波器222、正交混频器224和功率放大器(pa)226，所述正交混频器用于使用由本地振荡器214生成的周期性信号将基带信号上混频为无线电频率(rf)信号。发射路径和接收路径还可以包含图2中未示出的组件，如天线208与lna 210或pa 226之间的rf滤波。
[0087]
基带控制器206为发射路径和接收路径执行数字操作。在接收路径上，其提供数字滤波和gfsk解调。在发射路径上，其提供gfsk调制和数字滤波。其还可以执行更高级别的操作，如组装和分解数据包、生成和验证校验和、加密操作等。在一些实施例中，其可以实施完整的bluetooth
tm
低能耗协议栈。
[0088]
当接收无线电信号时，装置200使用接收混频器212将发射的rf信号下混频到中频或基带。其使用以由采样时钟信号设置的采样速率操作的adc 218对下混频的信号进行采样，以便生成信号的数字表示。经采样信号可以在基带控制器206中进行数字滤波和gfsk解调。
[0089]
当发射无线电信号时，基带控制器206以由采样时钟信号设置的相同采样速率向dac220输出表示gfsk调制信号的数字样本。这些数字样本然后由发射滤波器222滤波并由
混频器224向上混频以进行发射。
[0090]
芯片204可以任选地包含与无线电收发器电路系统集成在同一芯片上的另外的处理器、易失性存储器、非易失性存储器、外围设备或其它组件，以用于执行另外的功能。
[0091]
此实例中的无线电装置200还含有——与无线电芯片204分开的——系统处理器240、系统存储器242(其可以包含易失性存储器(例如，ram)和/或非易失性存储器(例如，闪速存储器))、外围设备244(如温度传感器或i/o模块)和电池246。无线电天线208可以在外壳202内或者在外壳202外部，并且可以通过适当的组件连接到无线电芯片204，或者可以集成在无线电芯片204上。
[0092]
无线电装置200和/或无线电芯片204可以含有其它组件，如总线、晶体、数字逻辑、模拟电路系统、分立的有源组件、分立的无源组件、另外的处理器、用户接口组件等，为简单起见，所述其它组件未在图2中示出。无线电装置200可以是更大的装置的组件，如汽车或家用电器，或者其可以是独立的无线电装置。
[0093]
在使用中，软件由基带控制器206执行以执行如本文所公开的往返定时(rtt)距离测量过程。
[0094]
无线电装置11、12含有用于执行rtt测量过程的其相应部分的补充软件和/或硬连线逻辑。由发起器装置11(或由反射器装置12)计算的所得距离估计d可以输出到系统处理器240以供进一步使用，或者可以将其存储无线电芯片204内或在所述无线电芯片内进行进一步处理。
[0095]
每个装置11、12可以发射无线电数据包内的相应定时信号。在一些实施例中，数据包由高斯频移键控(gfsk)编码。数据包可以符合当前或未来的bluetooth
tm
规范。所述数据包可以是bluetooth
tm
低能耗(ble)数据包。在其它实施例中，所述数据包可以是相位调制或频率调制或幅度调制的数据包。接收装置预先已知每个发射的无线电定时信号的内容或形状。其可以包括在无线电信号上调制的已知位序列——例如，已知的32位或64位序列。所述序列在装置11、12之间的重复rtt操作内可以是恒定的，并且可能在所有时间内都是恒定的。可替代地，对于每个rtt过程或会话，所述序列可以由发起器11和反射器12根据一些共享信息重新生成；例如，所述序列可以是由两个装置11、12使用如aes密码引擎等共同种子引擎相同地生成的伪随机数序列。定时信号可以占据整个数据包，或者可以是数据包的仅一部分——例如，在数据包前导码之前和/或在数据包的另外的元素之后，如消息数据。
[0096]
每个装置11、12可以确定其正在发射的定时信号的发射时间。所述装置还可以确定其接收到的定时信号的接收时间。这在下文更详细地进行描述。
[0097]
图3和4示出了发起器装置11与反射器装置12之间的示例性无线电数据包交换作为使发起器11能够确定两个装置11、12的相应天线之间的分开距离的估计的往返定时(rtt)过程的一部分。
[0098]
图3提供了过程的概述。
[0099]
在时间t
i,tx
时，发起器11发射第一无线电定时信号300，所述第一无线电定时信号在时间t
r,rx
时由反射器装置12接收。t
r,rx
与t
i,tx
之间的差值对应于第一飞行时间周期tof1。
[0100]
在停留时间t
停留
之后，在时间t
r,tx
时，反射器装置12发射第二无线电定时信号302，所述第二无线电定时信号在时间t
i,rx
时由发起器装置11接收。t
i,rx
与t
r,tx
之间的差值对应于第二飞行时间周期tof2。
[0101]
rtt通信交换的总时间t满足：
[0102]
t＝tof1 t
停留
tof2
[0103]
以及
[0104]
t＝t
i,rx-t
i,tx
。
[0105]
因此，两个定时信号300、302的平均飞行时间tof可以计算为：
[0106]
tof＝(t
i,rx-t
i,tx-t
停留
)/2
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(1)
[0107]
如果停留时间t
停留
对于发起器装置11是已知的，则发起器11可以根据t
i,rx
和t
i,tx
计算此tof值，而不需要知道时间t
r,rx
和t
r,tx
。
[0108]
通过将此tof值除以两个装置之间的无线电信号300、302的已知速度，例如，空气中的光速c，如果需要的话，发起器11可以在rtt操作期间获得两个装置之间的平均分开距离的测量结果。如果装置11、12是静止的，或者如果停留时间t
停留
足够短以至于能够忽略其之间的任何相对运动，则tof1＝tof2并且此平均值将简单地等于分开距离。
[0109]
rtt交换可以重复几次，并且对所得tof值求平均值，以减少噪声。
[0110]
以此方式，在rtt过程中，通过使用预先为发起器11已知的恒定的预定停留时间t
停留
，发起器11可以获得两个装置之间的分开距离的估计，而无需发射器12向发起器11发送任何定时数据。停留时间t
停留
可以在装置11、12之间预先协商，或者所述停留时间可以例如通过两个装置11、12都符合的约定标准或规范来固定。
[0111]
然而，因为无线电信号300、302穿过空气的速度如此之快，所以反射器12实施具有足够准确度的恒定的停留时间t
停留
以实现准确的距离测距根本不是简单的。具体地，反射器12的接收路径和发射路径由与发起器11不同步的时钟定时，并且在简单的实施方案中，停留时间t
停留
的精确度受此时钟的采样周期限制。
[0112]
为了克服这个问题，实施例使用分数延迟过程，现在将参考图4对其进行描述。
[0113]
图4示出了与图3中相同的示例性rtt信号交换，但包含表示发起器装置11的无线电的采样周期的第一组规则间隔的竖直标记，以及表示反射器装置12的无线电的采样周期的第二组规则间隔的竖直标记。
[0114]
注意，如上文所使用的t
i,tx
、t
r,rx
、t
i,tx
、t
i,rx
和t
停留
的值是指无线电信号在模拟域中在装置11、12的天线208处的实际发射时间和接收时间，而其在下文用于指代在数字域中确定的值。实际上，这些不一定完全相同，因为在装置11、12内的模拟电rf信号路径中可能存在不平凡的延迟。因此，发起器11可以对其以数字方式确定的发射时间和接收时间应用校正以补偿这种延迟。反射器12可以类似地对其在数字域中实施的驻留时间应用调整，以解决其模拟发射和接收路径中的电延迟，使得空中无线电驻留时间具有期望的持续时间。这些调整可以以小于一个采样周期的准确度指定。反射器12可以使用下文描述的分数延迟机制来应用分数延迟调整(连同也在下文描述的任选的频移补偿)。
[0115]
发起器11可以被配置成使得时间t
i,tx
总是与发起器11的采样时钟精确对准，如在此实例中。可替代地，发起器11可以被配置成通过将分数延迟测量方法应用于输出数字传输流——例如，通过对相关器的输出执行早-迟检测峰值搜索，或使用加德纳算法(gardner algorithm)或任何其它适当的技术，以比其采样时钟信号的采样周期更细的分辨率来测量t
i,tx
。
[0116]
然而，t
r,rx
通常将不会与反射器12的采样时钟精确对准。在此实例中，其是在最近
的前一采样时钟脉冲s0之后的间隔εr时接收到的。值εr是分数偏移量，因为其小于反射器采样时钟信号的一个采样周期。
[0117]
反射器12使用分数延迟测量方法(例如，早-迟定时恢复(early-late timing recovery)或加德纳算法(gardner algorithm))估计此分数偏移εr，并且然后使在脉冲s0之后的停留时间t
停留
处出现的时钟脉冲s1之后对第二定时信号302的发射延迟等于所估计的分数偏移值εr的分数延迟。在替代性实施例中，其可以通过此值的函数来延迟发射——例如，在如下文所描述的还补偿时钟定时漂移或者补偿模拟电信号路径中的已知延迟的实施例中，或者在预定停留时间不是标称采样时钟周期的整数倍的情况下。以此方式，反射器12以比其采样时钟的周期更细的准确度实施停留时间。
[0118]
在一组实施例中，使用分数延迟滤波器应用分数延迟，所述分数延迟滤波器在基带控制器206中的软件或硬件中实施，位于反射器12的发射路径中，在gfsk脉冲整形滤波器之前。分数滤波器系数由基带控制器206根据测量分数延迟εr来设置。分数滤波器可以是线性插值滤波器、窗口化sinc滤波器(windowed-sinc filter)、多项式插值滤波器或任何其它合适的滤波器。下文参考图5更详细地描述示例性插值滤波器。
[0119]
在另一组实施例中，通过根据存储在基带控制器206的存储器(例如，系统ram)中的第二定时信号的预计算模板数据确定第二定时信号的数字样本数据的延迟版本来应用分数延迟。每个模板可以表示具有不同分数延迟的第二定时信号的部分或全部。在一些实施例中，每个模板表示整个第二定时信号，并且可以预先计算。具有最接近所需偏移的分数延迟的版本(取决于所测量的偏移εr)被检索并在调制器中使用(例如，在锁相环中)。在其它实施例中，可以使用合适的模板数据在逐个半位的基础上计算第二定时信号——例如，不同的模板信号元素可以用于发射每个位的后半部分，这取决于接下来要发射的将是什么位，并且不同的模板信号元素可以用于每个位的前半部分，这取决于之前紧接发送的是什么位。当使用表现出符号间干扰的调制时，此后一种方法可能特别有用，如高斯频移键控(gfsk)。
[0120]
在发起器11处接收第二定时信号302的时间t
i,rx
类似地将通常不会与发起器11的采样时钟精确对准。在此实例中，其是在最近的前一采样时钟脉冲s2之后的间隔εi时接收到的。发起器11估计此分数偏移εi(例如，使用早-迟定时恢复或加德纳算法)并因此确定具有子时钟周期分辨率准确度的t
i,rx
。
[0121]
发起器装置11的基带控制器206然后可以用以比两个装置11、12的采样周期更细的分辨率指定的所有输入来评估上面的等式(1)，并且因此比没有第二定时信号302的部分延迟的情况可能更准确地确定tof。
[0122]
图5是示例性分数延迟滤波器的示意图，所述示例性分数延迟滤波器可以由反射器装置12(以及发起器装置11，如果此装置11在其它rtt操作中也可以承担“反射器”的角色)的基带控制器206在发射路径中实施，以将第二定时信号302的发射延迟一个量εr或相关量εr'。
[0123]
延迟滤波器是插值滤波器50。其使用与接收信号路径和发射信号路径的采样时钟信号相同的16mhz频率时钟，但带宽明显高于信号，例如高出八倍。其首先施加m个样本的延迟，并且然后计算每个样本的倒数54。其将延迟的样本缓冲1-η量并将倒数延迟η量，然后将两者相加，其中η由εr确定。
[0124]
图5示出了此滤波器50的频率响应。
[0125]
在其它示例实施例中，分数延迟滤波器可以实施为窗口化sinc滤波器。
[0126]
从系统函数h(z)＝z-d
,d＝d
固定
τ开始，理想频率响应其中单位幅度响应和相位延迟τ
ph酶,id
(ω,τ)＝d。此处，d是总延迟；d
固定
是整数延迟；τ是分数延迟；并且ω是角频率2.π.f，其中f＝0是信号的基带版本的中心频率。
[0127]
应用离散傅里叶逆变换(idft)得到理想的时域函数h
id
(n,τ)＝sinc(n-d)。这种无限长的脉冲响应进而通过应用适当的窗口被截断，这给出了理想响应的近似值。
[0128]
只需查看通带[0,απ)的有限部分即可获得简单的近似值，其给出：只需查看通带[0,απ)的有限部分即可获得简单的近似值，其给出：
[0129]
图6示出了这种窗口化sinc滤波器的频率响应，其中n＝8，α＝0.5并且d
固定
＝3。
[0130]
发起器11和反射器12中的采样时钟可以具有相同的标称频率，尽管这不是必需的。然而，其具有未知的相位偏移，并且在实践中可能彼此相对漂移。在ble系统中，其频率可能相差100ppm。这意味着在停留时间t
停留
(这是rtt过程中的主要时间跨度)期间，所经历的时钟漂移可能很重要。图4中的时钟脉冲标记(以夸张的程度)示出了发起器11与反射器12之间的频率偏移以说明这种可能性。
[0131]
在一些实施例中，可以通过补偿使用符号定时频率估计确定的任何频率偏移来进一步提高tof距离测量的准确度。
[0132]
在一些实施例中，定位于反射器12的接收路径中的使传入的接收无线电信号和接收到的信号的延时副本与所存储的调制序列互相关的复杂双相关器的峰值相位可以被处理以确定装置的rf频率。在无噪声情况下，峰值相位的相位为2π.δf.t，其中δf是频率偏移，并且t是双相关器中使用的时间延迟。在采样时钟和本地振荡器(lo)214连接在一起的实施例中，采样时钟的分数频率偏移可以由基带控制器206计算为δν＝δf/f，其中f是期望的lo频率，并且其中正δν指示发起器时钟比反射器时钟快。
[0133]
替代性方法可以采用基于连续音调信号的频率估计，其中频率估计是通过将线性回归应用到信号相对于时间的展开的相位获得的。此线的斜率由2π.δf给出，由此可以计算出δν。
[0134]
不是简单地等于εr，由反射器12施加到第二定时信号302的分数延迟然后可以被调整以使用以下关系补偿分数频率偏移δν：
[0135][0136]
例如，如果δν＝100ppm并且t
停留
＝150微秒，则
[0137]
假设反射器12使用16mhz的采样时钟速率，则εr′
＝ε
r-15纳秒。由于15纳秒对应于大约5米的行进时间，如果期望获得低于1米的测距精确度，这是一个重要的另外的校正。
[0138]
除了对εr的恒定调整以考虑反射器12的模拟发射路径和模拟接收路径中的任何
已知的恒定延迟之外，还可以应用这种对εr的可变调整以解决时钟定时漂移，如上文已描述的。
[0139]
本领域的技术人员将理解的是，已经通过描述本发明的一个或多个具体实施例来说明本发明，但不限于这些实施例；在所附权利要求的范围内，许多变化和修改是可能的。