一种应用于自供能芯片系统的低漏电启动电路的制作方法

1.本发明属于集成电路设计技术领域，具体涉及一种应用于自供能芯片系统的低漏电启动电路。


背景技术：

2.当前的智慧城市建设，物联网全面渗透到城市的各个领域，不断扩大建筑、桥梁、道路、管网、灯杆和车位等城市设施的智慧化范围，自动感知运行状态；与此同时，农场也开始采纳物联网、低成本云应用、低功耗广域网、传感技术和数据分析平台，这些系统可以应用到农业生产的各个环节以提高农业效率。万物互联的根本在于感知物理世界信息的传感器，当前传感器件主要通过传统电池或电源供电，该供电方式由于电池寿命短、更换不变、易污染环境等大大限制了万物互联的广泛度；为此，研究人员提出了具备小型化、寿命长、无污染的自供能芯片系统可将传感器系统从外在的电源束缚中释放出来，实现能量的自给自足，从而推动物联网的跨越式发展。
3.自供能芯片通常包括能量收集模块、电源管理模块、信号采集、处理与发射模块等，其中能量收集模块负责对环境振动能、光能、电磁能、热能等进行收集转换至电能并存储于储能电容中，电源管理模块包括启动电路、如带隙基准、低压差稳压器、dc-dc转换器等，其中启动电路用于判断储能电容中的电压值，带隙基准用于为后续电路提供偏置电压，低压差稳压器和dc-dc转换器用于为信号收集、处理及发射电路提供稳点的电压。
4.在自供能芯片的设计中，启动电路的设计至关重要，它能够决定芯片上其他各电路模块开启的时间，确保储能电容能够持续进行能量收集。
5.很多文献对自供能芯片系统在启动过程中存在的漏电现象进行过研究，例如b.h.stark等人在2011年iet circuit dev.syst.发表的文献《start-up circuit with low minimum operating power for microwatt energy harvesters》总结了自供能芯片在启动过程会存在较大漏电问题，同时提出了一种工作在亚阈值区域的启动电路用于解决能量收集过程中的漏电现象，该启动电路实时监测储能电容电压，达到阈值后导通储能电容与后续电压管理电路，储能电容耗电为3.5μw；但是该启动电路仍然不能满足能量收集仅为ua级的自供能芯片系统。
6.随后d.alghisi等人在2017年sensors and actuators a:physical上发表的文献《a new nano-power trigger circuit for battery-less power management electronics in energy harvesting systems》进一步讨论了该漏电在何种情况下会导致自供能系统无法正常工作，并且设计了一个数十na的启动电路，该启动电路由基于闩锁效应的控制逻辑构成迟滞比较器，用于判断储能电容电压，并决定是否导通储能电容与后续电路；然而，该启动电路仍然无法满足当前能量收集仅为na级的自供能芯片系统。


技术实现要素：

7.鉴于上述，本发明提供了一种应用于自供能芯片系统的低漏电启动电路，具有超
低功耗的特点，满足较低能量收集器的自供能芯片系统的工作需要。
8.一种应用于自供能芯片系统的低漏电启动电路，包括：二极管串联电路、片上电容、反相器以及电平转换器，其中：
9.所述二极管串联电路的一端接系统片外储能电容电压vdd，另一端与片上电容的一端以及反相器的输入端相连，片上电容的另一端接地，该电路用于判断vdd与片上电容一端的电压差，以此决定是否对片上电容进行充电；
10.所述电平转换器以反相器的输入和输出作为一对互补的驱动信号，使片上电容电压在gnd(接地)与vdd两种状态下转换，以保证输出的启动信号可直接用于系统其他电路模块的开通和关断。
11.进一步地，所述二极管串联电路由多个nmos管串联组成，每个nmos管的栅极与漏极相连，衬底接地。因nmos衬底均接至地，第n个nmos的阈值电压高于第n-1个nmos的阈值电压，只有当二极管串联电路两端电压差高于n*v
thn
(v
thn
为nmos阈值电压)时，整个二级管串联电路将被导通，否则一直处于亚阈值区。
12.进一步地，所述二极管串联电路中的nmos管个数至少为两个或两个以上。
13.进一步地，所述片上电容采用工艺所支持的mom电容、mim电容或mos电容构成。在二级管串联电路导通前，片上电容电压接近地，当二级管串联电路导通后，片上电容的电压将逐步累积并开启电平转换器的驱动。
14.进一步地，所述反相器的电源电压由片上电容的电压提供。当片上电容电压累积超过阈值电压时，反相器输出低电平并关断电平转换器中的另一组驱动，促进电平转换器的输出反转。
15.进一步地，所述电平转换器由两组驱动管、驱动负载以及反相电路组成，具体包括三个nmos管m
n1
～m
n3
以及五个pmos管m
p1
～m
p5
，其中pmos管m
p3
的源极与pmos管m
p4
的源极以及pmos管m
p5
的源极相连并接vdd，pmos管m
p3
的漏极与pmos管m
p4
的栅极以及pmos管m
p1
的源极相连，pmos管m
p4
的漏极与pmos管m
p3
的栅极以及pmos管m
p2
的源极相连，pmos管m
p1
的栅极与nmos管m
n1
的栅极相连并接反相器的输入端，pmos管m
p1
的漏极与nmos管m
n1
的漏极、pmos管m
p5
的栅极以及nmos管m
n3
的栅极相连，nmos管m
n1
的源极接地，pmos管m
p2
的栅极与nmos管m
n2
的栅极相连并接反相器的输出端，pmos管m
p2
的漏极与nmos管m
n2
的漏极相连，nmos管m
n2
的源极接地，pmos管m
p5
的漏极与nmos管m
n3
的漏极相连并产生启动信号，nmos管m
n3
的源极接地。当片上电容电压累积超过阈值电压时，电平转换器的输出反转，并由后一级反相电路调理其输出电压至片外储能电容电压。
16.进一步地，所述pmos管m
p1
与nmos管m
n1
连接构成一组驱动管，pmos管m
p2
与nmos管m
n2
连接构成另一组驱动管，驱动管摒弃传统nmos对管形式，采用了pmos与nmos级联方式可极大降低在电平反转过程中的瞬态电流，确保了能量收集模块对储能电容正常的充电过程，避免了储能电容上出现瞬间的电压降。
17.进一步地，所述pmos管m
p3
与pmos管m
p4
交叉耦合连接作为驱动负载，确保了电平转换器处于静止态，消耗极低功耗(100pa)。
18.进一步地，所述pmos管m
p5
与nmos管m
n3
连接构成反相电路，连接片上电容电压(即反相器输入)的驱动管产生的输出信号经过该反相电路调理后生成启动信号，用于系统其他电路模块开启。
19.本发明电路的工作原理为：当片外的储能电容电压低于阈值，二极管串联电路处于亚阈值区，片上电容的电压接近地；只有当储能电容电压大于阈值时，二极管串联电路脱离亚阈值区，对片上电容充电加速，片上电容的电压将逐步累积超过阈值电压，反相器输出低电平并关断电平转换器其中一路驱动，促使电平转换器的输出反转，并由后一级反相电路调理后最终输出启动信号电压为储能电容电压vdd。
20.本发明启动电路用于检测自供能芯片系统储能电容的电压信号，在该电压信号低于启动电路设定阈值前，自供能芯片系统其他电路模块均关闭，以此避免在能量收集过程中由于其他电路模块的非稳定态持续漏电大于能量收集模块所收集到的能量，导致整个能量收集网络正常工作。本发明启动电路可确保储能电容电压高于自供能芯片系统最低工作电压时开启芯片工作状态，确保能量收集正常工作为自供能芯片系统供电。
附图说明
21.图1为本发明实施例中低漏电启动电路的结构示意图。
具体实施方式
22.为了更为具体地描述本发明，下面结合附图及具体实施方式对本发明的技术方案进行详细说明。
23.本发明应用于自供能芯片系统的低漏电启动电路，包括二极管串联电路、片上电容、反相器以及电平转换器，其中：
24.二极管串联电路包括n个(两个或两个以上)nmos管，这些nmos管组成串联的二极管，这些二极管的栅极和漏极相连，衬底接地；且因nmos衬底均接至地，第n个nmos的阈值电压高于第n-1个nmos的阈值电压，只有当串联二极管两端电压差高于n*v
thn
时，整个二级管串联电路将被导通，否则一直处于亚阈值区。
25.片上电容由工艺上所支持的mom电容、mim电容或mos电容构成，片上电容的一端接地，另外一端连接nmos串联二极管的源极；在串联二极管导通前，片上电容电压接近地，当串联二极管导通后，片上电容的电压将逐步累积并开启电平转换器的驱动。
26.反相器的电源和输入由片上电容电压提供，当片上电容电压累积超过阈值电压时，反相器输出低电平并关断电平转换器的另一个驱动，促进电平转换器的输出反转。
27.电平转换器的两个互补驱动的输入分别接片上电容电压和反相器输出电压，连接片上电容电压的驱动输出再经过一级反相电路即为启动信号，互补驱动的负载为交叉耦合pmos。当片上电容电压累积超过阈值电压时，电平转换器的输出反转，并由后一级反相电路调理其输出电压至片外储能电容电压。电平转换器的驱动管摒弃传统nmos对管，而采用pmos与nmos级联方式可极大降低在电平反转过程中的瞬态电流，确保储能电容持续充电。
28.本发明实施例的启动电路如图1所示，n个nmos管组成二极管串联电路，本实施例以3个为例，然后再与片上电容c
l
相连，三个nmos管分别为m
nd1
、m
nd2
、m
nd3
，m
nd1
～m
nd3
的栅极均与漏极相连，衬底接地；m
nd3
的漏极接vdd，m
nd1
的源极接片上电容c
l
，在储能电容电压vdd低于3v
thn
(nmos阈值电压)时，m
nd1
～m
nd3
处于亚阈值区，漏电流值为fa-pa量级对片上电容c
l
进行充电，由于该充电速率低于能量收集模块对储能电容的充电速率，在vdd抵达3v
thn
之前，片上电容c
l
上的电压接近地，由于反相器供电电压接近地，因此反相器的输出亦接近地。
29.与此同时，电平转换器由互补驱动m
p1-m
n1
和m
p2-m
n2
构成，由于输入电平均接近地，只需在设计时将m
n1
和m
n2
的沟道长度调长，使其压降大于pmos管m
p1
、m
p2
和m
p3
、m
p4
。因此，驱动m
p1-m
n1
和m
p2-m
n2
的输出均为高电平接近vdd，经由后一级反相电路m
p5-m
n3
调理，最终输出启动信号电压为地。
30.当vdd大于3v
thn
时，nmos管m
nd1
～m
nd3
脱离亚阈值区，对片上电容c
l
充电加速，直至将v
ddl
充电超过v
thn
时，互补驱动m
p1-m
n1
和m
p2-m
n2
之间的平衡被打破，驱动m
p1-m
n1
的输出逐渐被拉近至地，由后一级的反相电路m
p5-m
n3
调理，最终输出启动信号电压为vdd。至此电平转换电路完成反转，交叉耦合m
p3-m
p4
管作为负载，确保电平转换电路处于静止态，消耗极低功耗(100pa)。
31.此外，本发明引入的互补驱动m
p1-m
n1
和m
p2-m
n2
不同于传统的nmos对管驱动，有效的降低了电平翻转时对瞬态电流的需求，确保了能量收集器对储能电容正常的充电过程，避免了储能电容上出现瞬间的电压降。
32.由以上实施例可以看出，本发明通过串联nmos二极管给片上电容充电以及电平转换电路级联的方法，来检测储能电容上电压的变化，在达到阈值后给出启动信号，用于开启后续电路，具有功耗低、面积小，可靠性高的优点。
33.上述对实施例的描述是为便于本技术领域的普通技术人员能理解和应用本发明，熟悉本领域技术的人员显然可以容易地对上述实施例做出各种修改，并把在此说明的一般原理应用到其他实施例中而不必经过创造性的劳动。因此，本发明不限于上述实施例，本领域技术人员根据本发明的揭示，对于本发明做出的改进和修改都应该在本发明的保护范围之内。