一种用于同步整流控制器的相位补偿方法与流程

本发明涉及功率集成电路技术领域，特别是涉及一种用于同步整流控制器的相位补偿方法。

背景技术

随着电动汽车、大数据、人工智能等技术的不断发展，其对功率变换器的要求也在不断提高。目前，对于功率变换器的要求朝着高功率密度的方向不断前进。为了提高功率密度，功率开关的频率被不断提高。当前主流的高频功率变换器的开关频率已经达到1MHz级别，并且还有朝着更高开关频率发展的趋势。同时，在高频功率变换器中，同步整流技术(Synchronous rectification，缩写SR)通常被用来取代传统的二极管整流，以提高整流效率，如图1。

提高开关频率的难题之一，是绝大多数的传统同步整流控制器通常仅适用于较低开关频率(≤500KHz)。导致传统SR控制器不能用于更高开关频率的原因，是当前SR控制器主要通过采样同步整流功率管SSR的漏源电压VDS来实现控制，当VDS小于开启阈值时开同步整流功率管SSR，当VDS大于开启阈值时关断同步整流功率管SSR，而这种控制方式会在高频功率变换器中导致提前关断问题。更具体地，更高开关频率意味着更大的电流斜率di/dt，而MOS封装寄生电感和印制电路板(Printed circuit board，PCB)寄生电感Ls在大的di/dt下会产生VDS电压的相位超前，从而导致基于VDS采样的SR控制器过早的触发关断阈值，从而提前关断同步整流功率管SSR，如图2所示。用表达式可以表示为：

其中，is是变压器副边电流，RDS是同步整流功率管的导通电阻，Ls是PCB或功率管的封装寄生电感。可以很容易知道，第一项和第二项在is下降时(负斜率，dis/dt<0)符号相反，会导致VDS提前到达设定的关断阈值。

本发明针对传统SR控制器提前关断的问题，提出一种新型的控制方法，有效地解决了同步整流功率管SSR提前关断问题，提升了系统工作频率和效率。

技术实现要素：

有鉴于此，本发明的目的在于提供一种用于同步整流控制器的相位补偿方法，用以解决背景技术中提及的技术问题，本发明可以有效解决提前关断问题，适用于未来更高的开关频率的功率变换器。

为了实现上述目的，本发明采用如下技术方案：

一种用于同步整流控制器的相位补偿方法，所述方法包括：

针对一典型同步整流控制电路，其中，该典型同步整流控制电路包括同步整流控制器和同步整流功率管，设置一采样回路，所述该采样回路包括：直流电压源VCC、补偿电阻Rc、二极管D1、补偿电感Lc；

所述直流电压源VCC的负端接同步整流功率管的源端，所述直流电压源VCC的正端接所述补偿电阻Rc的一端，所述补偿电阻Rc的另外一端连接所述二极管D1的正端，所述二极管D1的负端连接所述电感Lc的一端，所述补偿电感Lc的另外一端连接同步整流功率管的漏端，其中，所述补偿电感Lc设置在所述同步整流控制器的采样端,所述补偿电阻Rc设置在同步整流控制器的内部；

通过调整所述补偿电感Lc和所述补偿电阻Rc的时常数，使得其等于该典型同步整流控制电路中的寄生电感Ls和RDS的时常数，用以消除超前相位，其中，RDS为同步整流功率管的导通电阻。

进一步的，所述通过调整所述补偿电感Lc和所述补偿电阻Rc的时常数，使得其等于该典型同步整流控制电路中的寄生电感Ls和RDS的时常数，其具体包括：

当同步整流功率管SSR开启时，二极管D1导通，此时有电流流过二极管D1，获得该时刻采样得到的VDS为：

公式(1)中，Rc是补偿电阻，Lc是补偿电感，is(s)表示流过同步整流功率管的电流，其中，s表示为复频域；

将公式(2)转化为：

通过观察该公式(2)，通过保证其中的Ls/RDS＝Lc/Rc，用以补偿由于PCB和功率管封装的寄生电感Ls的影响。

进一步的，所述同步整流控制器中还设置有控制器供电电路，其中该控制器供电电路包括：高压功率管S1、二极管D2、电阻R1和R2、电容C1、误差放大器EA、基准电压VBGR；

所述高压功率管S1漏端接所述同步整流功率管的漏端，所述高压功率管S1的源端接所述二极管D2的正端，所述二极管D2的负端接所述电容C1的正端，所述电容C1的负端接所述同步整流功率管的源端，所述电阻R1和R2构成采样电路，该采样电路的输入接所述电容C1的正端，该采样电路的输出接所述误差放大器EA的负输入端，该误差放大器EA的正输入端接所述基准电压VBGR，该误差放大器EA的输出接所述高压功率管S1的栅极。

其中，在同步整流功率管开启时，所述高压功率管S1，以隔离高压，在同步整流功率管关断时，所述高压功率管S1对电容C1充电，产生直流电压源VCC。

本发明的有益效果是：

1、由于传统SR控制器是基于VDS采样的控制方式，应用场合的开关频率不是很高，因此提前关断和开启延时问题并不突出。当传统SR控制器用于较高开关频率(≥500KHz)时，提前关断问题已经不可忽视，并且极大的影响功率变换器的效率。针对提前关断问题，已有相应控制技术被提出。外置RC补偿网络采样VDS，通过R、C时常数和Ls、RDS时常数相等，补偿寄生电感的影响。这种方式需要外置电容C能够承受较大的耐压，对电容要求较高。本发明提出的方法可以结合集成电路的设计，使得流过补偿电感的电流很小，对电感的要求不高，普通的贴片电感即可。

2、本发明结构不需要高压电容，可有效降低系统成本。并且本发明采用外置补偿电感加集成控制器的控制方案，可应用于当前的高频变换器以及未来更高频的功率变换器。

附图说明

图1表示为背景技术中提及的传统的二极管整流与同步整流示意图，其中，图1a表示为传统二极管整流的示意图，图1b表示为同步整流示意图；

图2表示为背景技术中提及的提前关断原理波形图；

图3为本实施例1中提供的相位补偿方法的原理框图，其中，图3a为高边的同步整流系统，图3b为低边的同步整流系统；

图4为实施例1中提供的同步整流控制器的结构示意图；

图5为实施例1中提供的一种用于同步整流控制器的相位补偿方法的应用框图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

实施例1

参见图3-图5，本实施例提供一种用于同步整流控制器的相位补偿方法，其解决的主要问题是传统同步整流控制中的提前关断问题，其具体原来如图3所示，具体的说，在图3(a)中，当同步整流功率管SSR关断时，二极管D1截止，此时采样得到的VDS是一个较大的正值；当同步整流功率管SSR开启时，二极管D1导通，此时有电流流过二极管D1。因此，在当同步整流功率管SSR开启时可以得到复频域表达式：

其中，Rc是补偿电阻，Lc是补偿电感。上式(1)还可以写成(2)的形式：

针对该公式(2)，只要保证Ls/RDS＝Lc/Rc，就能够补偿由于PCB和功率管封装的寄生电感Ls的影响。图3(b)与图3(a)类似，只是应用于低边的同步整流系统中。

具体的说，在本实施例中，图4为一具体的同步整流控制器的结构示意图，所提出的控制器包含6个引脚，分别是VDS采样端VO、驱动输出端OUT、供电端VCC，信号地SG和2个功率地PG。

通过VO采样得到的漏源电压VDS有2个作用，一方面用来控制同步整流功率管的开启和关断，另一方面用来产生内部供电。

假设初始时，同步整流功率管SSR处于开启状态，则二极管D1导通，D2截止，供电回路不对C1充电，而采样的VDS已经被外置电感Lc补偿。当VDS到达关断阈值时，同步整流功率管SSR将被关断。在同步整流功率管SSR被关断后，VDS变为一个很大的正值，此时二极管D1截止，D2导通，供电回路给电容C1充电，此时S1、C1、R1、R2、EA构成一个LDO，产生稳定电压VCC。S1为高压MOS，承受全部的高压，而其余电路则为低压器件构成。此外，图4中所示的基准模块、带隙基准模块等均为已有技术，不再赘述。

图5为具体的应用框图，Lc是外置补偿电感，CVCC是供电电容，RG是外置电阻，Ls是寄生电感。从图5可见，本发明提出的同步整流控制器外围电路非常简单，可有效减小体积和成本。

通过本发明提出的含有相位补偿的同步整流控制器，可有效提前关断导致的体二极管导通时间。本发明可用于当前高频功率变换器的同步整流控制中，同样可用于未来更高频率的同步整流控制中。

综上所述，由于传统SR控制器是基于VDS采样的控制方式，应用场合的开关频率不是很高，因此提前关断和开启延时问题并不突出。当传统SR控制器用于较高开关频率(≥500KHz)时，提前关断问题已经不可忽视，并且极大的影响功率变换器的效率。针对提前关断问题，已有相应控制技术被提出。外置RC补偿网络采样VDS，通过R、C时常数和Ls、RDS时常数相等，补偿寄生电感的影响。这种方式需要外置电容C能够承受较大的耐压，对电容要求较高。本发明提出的方法可以结合集成电路的设计，使得流过补偿电感的电流很小，对电感的要求不高，普通的贴片电感即可。

本发明未详述之处，均为本领域技术人员的公知技术。

以上详细描述了本发明的较佳具体实施例。应当理解，本领域的普通技术人员无需创造性劳动就可以根据本发明的构思作出诸多修改和变化。因此，凡本技术领域中技术人员依本发明的构思在现有技术的基础上通过逻辑分析、推理或者有限的实验可以得到的技术方案，皆应在由权利要求书所确定的保护范围内。