多频段大规模MIMO系统中的跨频段统计信道状态信息估计方法

多频段大规模mimo系统中的跨频段统计信道状态信息估计方法
技术领域
1.本发明涉及大规模mimo技术领域，特别是涉及多频段大规模mimo系统中的跨频段统计信道状态信息估计方法。


背景技术：

2.在大规模mimo系统中，基站端布置大规模天线阵列以同时服务多个用户。采用大规模mimo技术可以有效降低用户间干扰，大幅提高无线通信系统的能效和谱效。波束域传输是指基站侧通过统一的酉变换将发射信号转换到波束域，充分利用大规模天线阵列的空间角度分辨率和用户信道在波束域中的局部特性。
3.近年来，随着智能移动终端数量的快速增长和物联网等新兴技术的飞速发展，无线数据的传输需求持续指数增长，未来移动通信系统需要为用户提供高速率、高可靠性、低时延的服务。大规模mimo技术可以提供更高的传输速率和频谱利用率，因此成为未来移动通信系统的关键技术之一。大规模mimo下行链路高效传输是大规模mimo应用中的一个关键问题，文献中常用的衡量大规模mimo下行链路性能的指标是加权遍历和速率，为降低用户间干扰以及提升加权遍历和速率性能，在bs端需要合理设计各用户预编码矩阵，而如何设计预编码则取决于基站端能获得的信道状态信息。随着无线通信系统天线阵列不断增大，以及传输频率不断提高，未来通信系统如毫米波通信系统，预计将在多个频段(包括sub 6ghz和毫米波频段)上运行。在时分双工的多频段系统中，假定在基站侧放置不同频段的天线阵列，当基站与用户在各频段上通信时，需要在各个频段上分别发送上行导频信号进行信道估计以获取信道状态信息，这将会产生巨大的训练开销；不仅如此，在某些频率较高的频段如毫米波频段上，因为基站侧巨大的天线阵列及毫米波信号对传播阻断的高灵敏度，使得该频段上的通信成为一个非常具有挑战性的问题。因此，在系统训练开销有限的情况下，利用基站侧各频段信道的空间相关性进行跨频段信道预测以获取信道状态信息具有较高的研究价值。
4.目前的工作大多集中在瞬时信道状态信息的预测及跨频段辅助传输上，然而，在实际的多频段系统中，当系统处于非静态或者非准静态时，瞬时信道状态信息快变，获取准确的瞬时信道状态信息非常的困难。相对而言，统计信道状态信息变化缓慢，能够更简单且精确的获得。因此，在多频段系统中对统计信道状态信息展开研究更具有实际意义，跨频段统计信道状态信息估计比瞬时信道状态信息估计更值得关注。为此，本发明提出了一种多频段大规模mimo系统中的跨频段统计信道状态信息估计方法。


技术实现要素：

5.有鉴于此，本发明的目的在于提供一种多频段大规模mimo系统中的跨频段统计信道状态信息估计方法，用以解决背景技术中的问题，实现由频段1的信道协方差矩阵外推获取频段2的信道协方差矩阵。
6.为了实现上述目的，本发明采用如下技术方案：
7.多频段大规模mimo系统中的跨频段统计信道状态信息估计方法，该估计方法包括如下步骤：
8.步骤s1、通过在基站侧配备两个共址共面的双极化天线面阵，用户侧配备单极化单天线的方式构建多频段大规模mimo系统，其中，该系统采用正交频分复用调制方式，并且基站在各子载波上与多个用户同时进行无线通信；
9.步骤s2、设定基站与用户在两个频段上进行通信，这两个频段定义为频段1和频段2，其中，在频段1上，基站侧先通过探测获得其瞬时信道状态信息，再通过对瞬时信道状态信息的自相关求期望获得该频段上空间频率域双极化信道协方差矩阵，并将其作为该频段上的统计信道状态信息；
10.步骤s3、基于两个频段双极化角度时延拓展函数相似的假设，由频段1上的空间频率域双极化信道协方差矩阵外推频段2上的空间频率域双极化信道协方差矩阵，其包括：首先由频段1上的空间频率域双极化信道协方差矩阵估计其双极化角度时延拓展函数，再由估计得到的双极化角度时延拓展函数，重构频段2上的空间频率域双极化信道协方差矩阵。
11.进一步的，在步骤s1构建的多频段大规模mimo系统中，该系统的带宽为w，采样间隔记为ts＝1/w，循环前缀为ng，子载波总数为nc，第n,n∈[1,2]个频段频率的取值范围为其中fn为该频段的中心频率。
[0012]
进一步的，在步骤s1构建的多频段大规模mimo系统中，其第n个频段上，基站侧配备由mn个双极化天线单元组成的均匀面阵，其中，垂直方向与水平方向的双极化天线单元数分别为并且满足
[0013]
基站水平、垂直极化天线与用户之间的信道称为水平链路或者垂直链路，该两个链路之间存在信道功率泄露。
[0014]
进一步的，在所述步骤s2中，所述的空间频率域双极化信道协方差矩阵，其在在结构上具有hermitian性质及分块toplitze性质，因此该频段上的信道协方差矩阵由其分块表示后的第一列子矩阵完全表示。
[0015]
进一步的，在所述步骤s2中，所述第n个频段的瞬时信道状态信息，其具体表达式为：
[0016][0017]
公式(1)中，i2表示2
×
2的单位阵，t为多径时延取值范围，fn为第n个频段的中心频率，v为到达俯仰角θ的方向余弦，u为到方位角的方向余弦，v,u分别为方向余弦v,u的取值范围，则a(v,u,f1)为频率为f1，到达俯仰角为θ，方位角为时的阵列响应矢量，则，
[0018][0019]
，其中，表示为水平链路的信道增益，ηh表示水平链路信道的极化因子，表示为垂直链路的信道增益，ηv表垂直链路信道的极化因子，u(τ)表示为
[0020][0021]
进一步的，在所述步骤s2中，所述通过对瞬时信道状态信息的自相关求期望获得该频段上空间频率域双极化信道协方差矩阵，其具体包括：
[0022]
针对公式(1)，其对应的空间频率域双极化信道协方差矩阵表示为：
[0023][0024]
公式(2)中，a(v,u,fn)＝a(v,u,fn)a(v,u,fn)h，γ(v,u,τ)为双极化角度时延拓展函数，表示垂直极化和水平极化信道的角度功率谱密度和两者的互相关，其具体表达式为：
[0025][0026]
公式(3)中，γh(v,u,τ)为垂直极化信道的角度时延域功率谱函数，γv(v,u,τ)为水平极化信道的角度时延域功率谱函数，ρ(v,u,τ)为两个子信道之间的角度时延拓展函数；
[0027]
由于空间频率域双极化信道由多个子载波信道构成，因此若定义为第k1,k2个子载波信道间的子协方差矩阵，则空间频率域双极化信道协方差矩阵rh(fn)由多个子协方差矩阵分块表示：
[0028][0029]
公式(4)中，
[0030][0031]
其中，nc表示为子载波总数。
[0032]
进一步的，在所述步骤s3中，所述由频段1上的空间频率域双极化信道协方差矩阵估计其双极化角度时延拓展函数，其表示为如下优化问题：
[0033][0034]
subjectto z
(p-1)*q*g (i-1)*g j
≥0,i∈[q],j∈[g],p∈[p]
[0035]
公式(5)中，公式(5)中，为r1(f1)的估计值，为对时延的p点采样，为分别对方向余弦v、u的q、g点采样，为频域响应矢量，a(v,u,f1)＝a(v,u,f1)a(v,u,f1)h，a(v,u,f1)为频段1的阵列响应矢量，z
(p-1)*q*g (i-1)*g j
为对双极化角度时延拓展函数在时延为τ
p
，方向余弦为vi,uj时取值的估计。
[0036]
进一步的，在所述步骤s3中，频段1上的空间频率域信道协方差矩阵与其对应的双极化角度时延拓展函数为一组傅里叶变换对，所述由频段1上的空间频率域双极化信道协方差矩阵外推频段2上的空间频率域双极化信道协方差矩阵，该过程视为对双极化角度时延拓展函数傅里叶变换的重采样。
[0037]
本发明的有益效果是：
[0038]
1、在多频段系统中，当基站侧无法获取频段2上准确的信道状态信息时，使用本发明所述的跨频段统计信道状态信息估计方法，由频段1统计信道状态信息估计频段2的统计信道状态信息并将其用于频段2的下行传输方法设计中，有利于改善频段2上的下行数据传输性能。
[0039]
2、在非静态或者非准静态场景下，瞬时信道状态信息快变，跨频段瞬时信道状态信息估计开销较大，而统计信道状态信息变化相对较慢，因此在实际应用中采用该方法可以有效节省开销。
[0040]
3、相较于压缩感知方法，本方法在估计双极化角度时延拓展函数时不需要假设信道在角度时延域具有稀疏性，因此该方法适用于求解一般的双极化角度时延拓展函数。
[0041]
4、该方法在利用空间频率域信道协方差矩阵求解双极化角度时延拓展函数时，充分利用空间频率域信道协方差矩阵的hermitian性质及分块toplitze性质对其进行简化表达，降低了计算复杂度。
附图说明
[0042]
图1为实施例1中提供的一种多频段大规模mimo系统中的跨频段统计信道状态信息估计方法的流程示意图。
具体实施方式
[0043]
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
[0044]
实施例1
[0045]
参见图1，本实施例提供一种多频段大规模mimo系统中的跨频段统计信道状态信息估计方法，针对该方法，本实施基于具体场景来对该估计方法进行详细说明，具体包括：
[0046]
步骤1、构建多频段大规模mimo系统
[0047]
具体的说，在该步骤1包括：考虑一个工作在两个频段的多用户mimo-ofdm系统，假设系统带宽为w，采样间隔记为ts＝1/w，循环前缀为ng，子载波总数为nc。假设第n,n∈[1,2]个频段频率的取值范围为其中fn为该频段的中心频率。假设不同频段上的天线阵列共址共面，对于第n个频段，基站侧配备由mn个双极化天线单元组成的均匀面阵(dp-upa)，其中垂直方向与水平方向的双极化天线单元数分别为满足用户侧配备单极化单天线。
[0048]
步骤2、进行空间频率域双极化信道协方差矩阵描述及简化
[0049]
具体的说，在该步骤2包括：
[0050]
空间频率域双极化信道协方差矩阵在结构上具有hermitian性质及分块toplitze性质，因此该频段上的信道协方差矩阵可由其分块表示后的第一列子矩阵完全表示。
[0051]
更具体的说，该步骤2包括：
[0052]
假设在单个ofdm符号内信道冲击响应不变，则第n个频段的第k个子载波上基站与用户之间的空间域信道矢量可表示为：
[0053][0054]
公式(1)中，分别对应垂直极化/水平极化天线与用户之间的信道；
[0055]
为了表示简单，令s∈{v,h}，则第s个子信道向量可以写为：
[0056][0057]
公式(2)中，θ＝[θ
min
,θ
max
]，分别是到达俯仰角和方位角的取值范围；t＝[0,ngts]是多径时延的取值范围；是第n个频段上，到达俯仰角为θ方位角为时的阵列响应矢量，并且满足其中，az(θ,fn),分别为垂直和水平方向的响应矢量，其具体表达式为：
[0058][0059]
公式(3)中，dz,d
x
分别为垂直，水平方向的天线间距，c0为光速；
[0060]
令方向余弦u＝cos(θ)，则将公式(3)转化为：
[0061][0062]
针对该公式(4)，若取dz＝κ
·
λ1/2u
max
,d
x
＝κ
·
λ1/2v
max
，其中，，其中，λ1＝c0/f1是第1个频段的中心频率f1对应的波长，κ是空间采样因子(通常设为1)，则a(v,u,fn)的第m个元素为：
[0063][0064]
公式(5)中，
[0065]
定义表示t时刻，子信道s在到达角为θ,时延为τ时的信道复随机增益，定义ηs是子信道s的极化因子，再假设子信道s在不同到达方向、不同时延上互不相关，得到：
[0066][0067]
公式(6)中，为子信道s的角度时延域功率谱，通常为非负实数，δ(
·
)为冲激函数。
[0068]
针对该公式(6)，在实际中，水平链路(s＝h)和垂直链路(s＝v)不能完全隔离，两者之间存在信道功率泄露。这意味着到达角为θ,时延为τ时，信道增益是相关的，得到：
[0069][0070]
公式(7)中，为两个子信道之间的角度时延拓展函数。
[0071]
通过上述对子信道模型的描述，基站与用户在第n个频段的第k个子载波上的双极
化信道可进一步表示为：
[0072][0073]
公式(8)中，i2表示2
×
2的单位阵。
[0074]
用户的空间频率域双极化信道h(t,f)可表示为：
[0075][0076]
公式(9)中，
[0077]
将空间频率域双极化信道矩阵h(t,f)向量化，表示为：
[0078][0079]
针对该公式(10)，将其中的到达角θ,替换为方向余弦v,u,，得到：
[0080][0081]
此时，对应的空间频率域双极化信道协方差矩阵rh(fn)可表示为：
[0082][0083]
公式(12)中，v,u分别为方向余弦v,u的取值范围，a(v,u,fn)＝a(v,u,fn)a(v,u,fn)h，γ(v,u,τ)为双极化角度时延拓展函数，表示垂直极化和水平极化信道的角度功率谱密度和两者的互相关，其具体表达式为：
[0084][0085]
由于空间频率域双极化信道h(t,fn)由多个子载波信道构成，因此若定义为第k1,k2个子载波信道间的子协方差矩阵，则空间频率域双极化信道协方差矩阵rh(fn)可由多个子协方差矩阵分块表示：
[0086][0087]
公式(14)中，
[0088][0089]
通过观察该的表达式，发现子协方差矩阵的取值与子载波序号k1,k2之间的相对差值有关，且满足因此信道协方差矩阵rh(fn)可由其第一列子矩阵完全表示，记作r1(fn)，表示为：
[0090][0091]
公式(15)中，
[0092]
步骤3、频段1上空间频率域双极化信道协方差矩阵的获取：
[0093]
具体的说，该步骤3包括：
[0094]
可通过信道上行检测或者通过各用户的反馈信息获取频段1上的瞬时信道状态信息h(t,f1)，再对瞬时信道状态信息h(t,f1)的自相关矩阵求期望得到频段1上的空间频率域双极化信道协方差矩阵rh(f1)。
[0095]
步骤4、频段2上空间频率域双极化信道协方差矩阵的估计
[0096]
具体的说，该步骤4包括：
[0097]
假设在该系统中，基站侧无法获取频段2上准确的信道状态信息，考虑基于频段1上的统计信道状态信息实现频段2上统计信道状态信息的估计。假设两个频段上的双极化角度时延拓展函数具有相似性，当已知频段1上的空间频率域双极化信道协方差矩阵时，可通过以下两个步骤实现频段2上空间频率域双极化信道协方差矩阵的预测，具体包括：
[0098]
步骤401、双极化角度时延拓展函数的估计；
[0099]
步骤402、由于空间频率域双极化信道与双极化角度时延拓展函数是一组傅里叶变换对，因此可根据步骤1中估计获得的双极化角度时延拓展函数，实现频段2上空间频率域双极化信道协方差矩阵的重构。
[0100]
更具体的说，该步骤401包括：
[0101]
将定义为由个离散点组成的均匀网格，其中每个点上的方向余弦为：
[0102][0103]
其对应的阵列响应矢量可表示为a(vi,uj,fn),i∈[q],j∈[g]；
[0104]
将定义为由p个离散时延个组成的均匀网格，每个点上的时延为：
[0105][0106]
其对应的频域响应矢量可表示为
[0107]
通过网格通过网格上的离散点对双极化角度时延拓展函数γ(v,u,τ)进行离散近似，其表示为：
[0108][0109]
公式(18)中，
[0110][0111]
当已知时，r1(fn)的近似估计值为：
[0112][0113]
由于r1(fn)中含有完整的信道协方差信息，信道协方差矩阵rh(fn)可由矩阵r1(fn)中各元素完全表示，因此通过建立r1(fn)与之间的联系即可实现双极化角度时延拓展函数的估计，建模为如下优化问题：
[0114][0115]
subjectto z
(p-1)*q*g (i-1)*g j
≥0,i∈[q],j∈[g],p∈[p]
[0116]
方法为半正定最小二乘法，通过cvx求解器对其进行求解从而获得最佳的
[0117]
此时，双极化角度时延拓展函数γ(v,u,τ)的估计值可表示为：
[0118][0119]
公式(21)中，
[0120][0121][0122]
更具体的说，该步骤402包括：
[0123]
由于空间频率域双极化信道协方差矩阵域角度时延域拓展函数之间是一组傅里叶变换对的关系，因此可将由频段1上的空间频率域双极化信道协方差矩阵外推频段2上的空间频率域双极化信道协方差矩阵问题看作是对双极化角度时延拓展函数傅里叶变换的重采样。
[0124]
由于信道协方差矩阵rh(f1)可由矩阵r1(f1)中各元素完全表示，若将矩阵r1(f1)的第m,m1 m,m∈[m1]记作σm(f1)，有：
[0125][0126]
抽取该矩阵的第(k-1)*2m1 2m
′‑
1行，第(k-1)*2m1 2m
′‑
1行构成一个新矩阵，记作ψ
k,m,,m'
(f1)，将该新矩阵中的四个元素分别记作得到：
[0127][0128]
公式(23)中，ξ＝v/v
max
,ζ＝u/u
max
，，k∈[nc]。
[0129]
令
[0130]
定义φ
i,k
(ξ,ζ)的二维连续傅里叶变换为：
[0131][0132]
则有
[0133]
频段1上信道协方矩阵第m列，第m2 m列上的各元素可以看作在点处对函数集合中各函数的采样。
[0134]
同理，频段2上信道协方差矩阵rh(f2)的第m列，第m2 m列与第(k-1)*2m2 2m
′‑
1行，第(k-1)*2m2 2m
′
行的交点元素所构成的矩阵ψ
k,m,,m'
(f2)可表示为：
[0135][0136]
公式(24)中，公式(24)中，k∈[nc]。
[0137]
此时，由频段1上的信道协方差矩阵估计频段2上的信道协方差矩阵等效于在点
处对函数集合中的函数进行重采样。结合角度时延拓展函数的估计值，频段2上的信道协方差矩阵rh(f2)的第m列，第m2 m列与第(k-1)*2m2 2m
′‑
1行，第(k-1)*2m2 2m
′
行的交点元素所构成的矩阵ψ
k,m,,m'
(f2)的估计值可表示为：
[0138][0139]
遍历k,m,m
′
的取值范围，可得到r1(f2)的估计值，记作
[0140]
最后，利用空间频率域双极化信道协方差矩阵的特殊性质，由估计得到的还原完整的信道协方差矩阵，得到频段2上空间频率域双极化信道协方差矩阵的估计值。
[0141]
本发明未详述之处，均为本领域技术人员的公知技术。
[0142]
以上详细描述了本发明的较佳具体实施例。应当理解，本领域的普通技术人员无需创造性劳动就可以根据本发明的构思作出诸多修改和变化。因此，凡本技术领域中技术人员依本发明的构思在现有技术的基础上通过逻辑分析、推理或者有限的实验可以得到的技术方案，皆应在由权利要求书所确定的保护范围内。