一种N-path带通滤波器

一种n-path带通滤波器
技术领域
1.本实用新型涉及可调谐n-path滤波器技术领域，尤其涉及一种 n-path带通滤波器。


背景技术：

2.在软件定义无线电(sdr)和认知无线电收发器中，不仅数字后端需要可编程性，模拟前端功能也需要可编程性。这种无线电的一个主要挑战是实现一个射频带通滤波器，在很宽的频率跨度上具有可调谐的中心频率。
3.对于电视频段中的认知无线电应用，现有电视发射机信号之间可能存在相对较少且相当窄的频谱空洞。为了抑制强信号以避免阻塞接收器，射频带通滤波器应该具有非常高的线性度、高压缩点和非常高的q值(q 值指的是滤波器的品质因数，q值越高，频带的选择性越好；例如，对于500mhz附近的10mhz带宽)。现有方式中，尽管片外无源滤波器提供了这些特性，但由于尺寸和成本的原因，非常需要集成cmos滤波器来替代。
4.n-path滤波器是由nmos开关和开关电容器组成的频谱平移电路。与声表面波(saw)滤波器相比，n-path滤波器具有例如高线性度和品质因数、可调谐中心频率、片上实现能力和低面积占用的独特特性，更适合应用在现代软件定义无线电(sdr)和认知无线电收发器中。但是现有的n-path滤波器，存在nmos开关导通电阻引起的失真严重、线性度较低的问题。


技术实现要素：

5.鉴于上述的分析，本实用新型实施例旨在提供一种n-path带通滤波器，用以解决现有n-path滤波器存在的nmos开关导通电阻引起的失真严重、线性度较低的问题。
6.本实用新型公开了一种n-path带通滤波器，所述带通滤波器包括：信号源，输入电阻，输出电阻，n条并联的开关电容混频通路，以及，多相时钟源；其中，
7.所述信号源的输出端连接所述输入电阻的一端，所述输入电阻的另一端连接n条并联的开关电容混频通路的并联端、以及所述输出电阻的一端，所述输出电阻的另一端接地；所述开关电容混频通路由开关电容和nmos开关管组成；其中，所述nmos开关管的源极和衬底接地，栅极用于接收所述多相时钟源输出的控制信号，漏极连接所述开关电容的一端，开关电容的另一端作为当前开关电容混频通路的并联端。
8.在上述方案的基础上，本实用新型还做出了如下改进：
9.基于上述方案的进一步改进，所述多相时钟源的相数等于n。
10.基于上述方案的进一步改进，所述多相时钟源用于输出n相不重叠、占空比为1/n的方波信号。
11.基于上述方案的进一步改进，所述多相时钟源输出的方波信号与开关电容混频通路一一对应；将所述方波信号作为对应的开关电容混频通路中nmos开关管栅极的控制信号。
12.基于上述方案的进一步改进，所述方波信号的频率为所述带通滤波器工作的中心频率。
13.基于上述方案的进一步改进，所述n相方波信号的相位角度分别为 0
°
、(1/n)*360
°
、(2/n)*360
°
、......、[(n-1)/n]*360
°
。
[0014]
基于上述方案的进一步改进，n≤16。
[0015]
基于上述方案的进一步改进，输入电阻为50欧姆。
[0016]
基于上述方案的进一步改进，当n＝4时，多相时钟源选用四相位时钟源。
[0017]
基于上述方案的进一步改进，当n＝4时，4相方波信号的相位角度分别为0
°
、90
°
、180
°
、270
°
[0018]
与现有技术相比，本实用新型至少可实现如下有益效果之一：
[0019]
本实用新型提供的n-path带通滤波器，具备如下有益效果：
[0020]
在本实用新型提供的n-path带通滤波器中，采用了nmos开关管源极接地的结构，使nmos开关管在断开时源漏沟道中的电荷直接到地，减小了源漏电荷注入到开关电容中引起的沟道电荷注入效应，从而有效改善因为nmos导通电阻随射频输入信号变化引起的失真，有效提高 nmos开关管的线性度；同时，这种设计方式还有效减小了栅源交叠电容将栅极时钟控制信号的跳变耦合到开关电容引起电压误差的时钟馈通效应。
[0021]
本实用新型中，上述各技术方案之间还可以相互组合，以实现更多的优选组合方案。本实用新型的其他特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分优点可从说明书中变得显而易见，或者通过实施本实用新型而了解。本实用新型的目的和其他优点可通过说明书以及附图中所特别指出的内容中来实现和获得。
附图说明
[0022]
附图仅用于示出具体实施例的目的，而并不认为是对本实用新型的限制，在整个附图中，相同的参考符号表示相同的部件。
[0023]
图1为本实用新型实施例1提供的n-path带通滤波器的电路仿真原理图；
[0024]
图2为本实用新型实施例提供的单端口4-path带通滤波器的电路仿真原理图；
[0025]
图3为cadence里面基于tsmc 65nm lp cmos工艺仿真图；
[0026]
图4为n-path带通滤波器的滤波中心频率可调谐仿真图。
具体实施方式
[0027]
下面结合附图来具体描述本实用新型的优选实施例，其中，附图构成本技术一部分，并与本实用新型的实施例一起用于阐释本实用新型的原理，并非用于限定本实用新型的范围。
[0028]
实施例1
[0029]
本实用新型的一个具体实施例，公开了一种n-path带通滤波器，为单端口形式，电路仿真原理图如图1所示，在本实施例中，n-path带通滤波器为单端口形式，单端口的含义是：信号输入是单端输入的，而不是差分输入。所述带通滤波器包括：信号源vs，输入电阻rs，输出电阻 rl，n条并联的开关电容混频通路，以及，多相时钟源；其中，所述信号源的输出端连接所述输入电阻的一端，所述输入电阻的另一端连接n 条并联的开关电容混频通路
的并联端、以及所述输出电阻的一端，所述输出电阻的另一端接地；所述开关电容混频通路由开关电容c和nmos 开关管组成；其中，所述nmos开关管的源极和衬底接地，栅极用于接收所述多相时钟源输出的控制信号，漏极连接所述开关电容的一端，所述开关电容的另一端作为当前开关电容混频通路的并联端。s
1-sn分别表示第1-n个通路上的nmso开关管。
[0030]
优选地，所述多相时钟源的相数等于n。所述多相时钟源用于输出n 相不重叠、占空比为1/n的方波信号；所述多相时钟源输出的方波信号与开关电容混频通路一一对应；将所述方波信号作为对应的开关电容混频通路中nmos开关管栅极的控制信号。在本实施例中，所述方波信号的频率为所述带通滤波器工作的中心频率。
[0031]
在本实施例中，所述n相方波信号的相位角度分别为0
°
、 (1/n)*360
°
、(2/n)*360
°
、......、[(n-1)/n]*360
°
。
[0032]
优选地，在本实施例中，nmos管的选取对最终的带通滤波器的效果有较大影响，因此，本实施例还给出了一种nmos管的选取方式：
[0033]
(1)根据n-path带通滤波器的带外抑制度的设计指标，确定nmos 管的导通电阻最大值；
[0034]
所述nmos管的导通电阻最大值r
on_max
与所述设计指标之间满足：
[0035][0036]
其中，h
0|oob
表示所述n-path带通滤波器的带外抑制度的设计指标， rs表示所述输入电阻。
[0037]
(2)根据所述nmos管的导通电阻最大值，选取所述nmos管。确定所述导通电阻最大值后，根据导通电阻r
on
与其相关的参数之间的关系，选取导通电阻r
on
的相关参数，从而确定所选取的nmos管；
[0038]
在本实施例的开关电容混频通路中，将n条并联的开关电容混频通路的并联端作为射频信号节点。当nmos开关管栅极的控制信号为高电平时，nmos开关管导通，此时，开关电容的底板(开关电容与nmos 开关管相连的一端)通过nmos的源漏沟道接地形成一个射频信号到地的rc低通通路。
[0039]
处于饱和区的所述nmos管的导通电阻r
on
与其相关参数满足：
[0040][0041]
其中，vg表示栅极电压，vs表示源极电压，v
th
表示阈值电压，un表示制备nmos管时的cmos工艺参数，c
ox
表示栅氧化层电容；w、l 分别nmos开关管的栅宽和栅长；
[0042]
所述阈值电压v
th
公式为：
[0043][0044]
其中，v
th0
表示nmos管沟道的少子浓度和衬底的多子浓度相等时的栅压；γ表示体效应系数；表示功函数电势差，v
sb
为nmos开关管导通时源极和衬底间的电压。
[0045]
而当nmos开关管导通时，源极和衬底接地，其电压v
sb
近似为零；因此，nmos开关管
的阈值电压v
th
基本保持恒定。此时，可以根据公式 (2)和公式(3)的其他参数要求确定导通电阻r
on
的取值。
[0046]
需要说明的是，本实施例通过将源极和衬底接地，使得电压v
sb
不随射频信号变化而变化，减小了由体效应引起的nmos开关管开关管的阈值变换，提高了开关管的线性度。同时，nmos开关管导通时，栅极电压vg与源极电压vs之间的栅源电压vgs始终为常量，不随射频信号的变化而变化；由上分析可知，基于本实施例中的开关电容混频通路，nmos 开关管导通时的导通电阻近似为一恒定值，有效提高了开关管的线性度。
[0047]
通过本实施例中的nmos管选取方式，能够确保所选择的nmos管满足带通滤波器的带外抑制度的设计指标。
[0048]
此外，本实施例设计的单端口n-path滤波器的传输函数为：
[0049][0050]
其中，n为开关电容通道数，rs代表输入电阻，c表示开关电容，ω0表示带通滤波器的中心频率。
[0051]
本实施例设计的单端口n-path滤波器的通带带宽bw为：
[0052][0053]
综上所述，本实施例设计的n-path带通滤波器，采用nmos开关管源极接地的结构，使nmos开关管在断开时源漏沟道中的电荷直接到地，减小了源漏电荷注入到开关电容中引起的沟道电荷注入效应，从而改善因为nmos导通电阻随射频输入信号变化引起的失真，提高nmos开关管的线性度；同时，也减小了栅源交叠电容将栅极时钟控制信号的跳变耦合到开关电容引起电压误差的时钟馈通效应。
[0054]
对带通滤波器的参数选取原则做如下说明：
[0055]
根据n-path带通滤波器的工作频率，选择合适的通道数n，在 dc-6ghz的频率内的工作频率，限于多相时钟源的性能，n一般小于等于16；n确定后，通过滤波带宽的设计要求，选取开关电容c的值，c 的值由设计要求决定，它的极限值由所用的cmos工艺决定；输入电阻 rs固定为50欧姆；以上确定后，通过n-path带通滤波器的带外抑制度的设计指标来选取作为控制信号作用的nmos管，为了得到更大的带外抑制和更小的开关导通电阻，nmos开关管的栅长一般选为所使用 cmos工艺所允许的最小栅长，栅宽由具体电路设计决定，最大值由所用的cmos工艺决定。
[0056]
对带通滤波器的工作过程做如下说明：
[0057]
n通道滤波是利用周期性信号的重复特性在信号每个周期内将n 个积分网络依次对该信号相应的某一部分进行取样积分。经过数个周期以后，n个积分网络的输出分别等于其对信号的取样积分部分的平均值，于是，只要将这几个积分通道依次与输出端接通便呈现出输入有用信号的波形。由于取样的重复性及积分器的抑噪作用，使得信噪比大大提高。所述的积分网络就是由nmos开关管和电容串联接地构成。
[0058]
实施例2
[0059]
本实用新型实施例2以单端口4-path带通滤波器为例，采用tsmc 65nm cmos lp工
艺，在cadence里面进行原理图仿真，结合附图对本实用新型进行进一步说明。
[0060]
4-path带通滤波器的电路仿真原理图如图2所示。此时，多相时钟源选用四相位时钟源，电路中存在4路并联的开关电容混频通路；分别为控制开关管s
1-s4的4相不重叠控制栅极的控制信号，4相时钟产生电路用来产生nmos开关管的栅极控制信号开关电容混频通路以实现带通滤波功能。
[0061]
带通滤波器的四个nmos开关的栅极由四相位时钟源输出的四个不重叠方波信号控制，每个时钟控制信号的占空比为25％，幅度为1.2v，相邻两个信号相位差为90
°
，通过控制四个nmos开关的轮流导通，对相应通道的射频输入信号进行采样积分，实现将低通滤波器转换为中心频率与时钟控制信号相同频率的带通滤波器实现带通滤波功能。
[0062]
在示例中，输入电阻rs取为50欧姆，四路开关电容取为60pf，nmos 开关管尺寸w/l(栅宽/栅长)为96um/60nm。本次示例以n＝4为例进行仿真实验验证，图3、图4是cadence仿真软件工具里面基于tsmc 65nm lpcmos工艺仿真得到的s21、s11仿真曲线，图4展示了n-path滤波器的调谐能力。从图3、图4可以看出，采用本实施例中方案设计的n-path 带通滤波器具备带通滤波和滤波中心频率可调谐的功能，能够实现 n-path带通滤波器的滤波和可调谐效果。
[0063]
以上所述，仅为本实用新型较佳的具体实施方式，但本实用新型的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本实用新型揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本实用新型的保护范围之内。