用于助听器的差分Δ-Σ调制器的制作方法

用于助听器的差分
δ-σ
调制器
技术领域
1.本发明涉及助听器。更具体地，本发明涉及一种包括用于提供数字化信号的差分δ-σ调制器的助听器。


背景技术：

2.对于复杂混合模式集成电路中的敏感模拟电路，需要使用差分拓扑。差分拓扑对来自相邻电路的噪声耦合具有高度免疫性。随着对在集成电路或芯片上集成更多功能的更高需求，这种免疫变得越来越重要。
3.然而，在像助听器一样的功率敏感的应用中，使用单端拓扑可能是有利的，因为与差分放大器相比，具有相同噪声性能的单端放大器通常消耗更少的功率。
4.本发明的目的是提供一种具有低功耗的差分δ-σ调制器。需要增加我们的音频转换器与其他电路的集成。易于集成和抗噪性变得越来越重要。


技术实现要素：

5.本发明的目的通过包括一对单端放大器的差分δ-σ调制器来实现。本发明在权利要求1、8、9、16、25中限定。优选实施例在从属权利要求中限定。
6.附图图示
7.将参考优选方面和附图进一步详细描述本发明，其中：
8.图1图示了δ-σ调制器的基本原理；
9.图2示出了基本的单级单端放大器；
10.图3示意性地图示了根据本发明的差分δ-σ调制器的一个实施例；
11.图4图示了根据本发明的差分δ-σ调制器的一个实施例，以及
12.图5a和图5b图示了在采样周期的两个非重叠时段中的相应一个时段中的图4所示的差分δ-σ调制器；
13.图6示出了在助听设备中包括差分δ-σ调制器的本发明的一个实施例。
具体实施方式
14.δ-σ调制是一种将模拟信号编码为数字信号的方法。在本发明的一个实施例中，δ-σ调制器用于将模拟输入信号转换成更高频率的数字信号。根据本发明的一个实施例，δ-σ调制器用于(例如在助听器中)将来自差分麦克风的输出转换为1位比特流，以用于进一步的信号处理。
15.根据本发明的一个实施例的δ-σ调制器包括积分器、量化器和反馈回路。积分器的数量以及反馈回路的数量限定δ-σ调制器的阶数。一般来说，一阶调制器是无条件稳定的，而高阶调制器的稳定性需要经由实际设计来保证。
16.在理想差分电路中，输出信号由差分电压(差)表示，而输出共模(和)理想情况下为零(因为两个输出相等但符号相反)。类似地，输入信号被解释为电压差。理想的差分电路
只响应于电压差而忽略共模电压。
17.差分电路的优点是外部噪声对两个输出的影响相同，因此这种噪声作为共模而不是差分进入。这意味着差分电路抑制外部噪声源。例如，外部干扰可能源自基板噪声、电源或基准噪声。
18.理想情况下，共模放大为零，但对于实际电路，共模放大可能与零不同。
19.重要的是，共模放大是适度的，这样共模信号不会使输出饱和(后续电路)。因此，共模放大应该优选地小于1，否则当(例如在更高阶的δσ调制器中)级联进一步的差分模块时，共模放大可能最终太大。
20.在电路平衡良好的情况下，共模抑制比(cmrr)很高，为什么共模放大为零并不那么重要。良好的平衡使电路能够抵抗输入上的共模信号，而不会在输出上引入差分残余。
21.在一个实施例中，共模放大很小，以便确保共模电压不会从一个调制器级放大到随后的调制器级或积分器级，从而冒着后续差分电路饱和的风险。在一个实施例中，共模放大为一；并且在其他实施例中，共模放大略低于一，例如在0.9-1范围内。
22.图1图示了(例如用于在助听器或助听设备中使用的)δ-σ调制器的基本原理。在输入10上，δ-σ调制器接收模拟输入信号，模拟输入信号表示例如借助于像麦克风一样的输入换能器拾取的音频信号。模拟输入信号经由加法器11被引导到积分器12，积分器12对从加法器11接收的信号进行积分，并且进一步到量化器13，量化器13基于从加法器11接收的并在积分器12中积分的信号输出数字化信号，基准信号和时钟信号控制输出信号的采样频率或比特率。从量化器13传送到输出14的信号经由反馈回路反馈到加法器11并从模拟输入信号中减去。反馈回路包括确保反馈信号作为模拟信号呈现给加法器11的1位数模转换器15。
23.图2示出了具有第一p沟道mosfet晶体管21和第二n沟道mosfet晶体管22的基本单级单端放大器20。单级单端放大器20由正电源电压v
dd
和负电源电压或地v
ss
供电。供应给单级单端放大器20的输入信号在输入端子v
in
上被接收，并且由单级单端放大器20提供的输出在输出端子v
out
上传送。
24.图2所示的单级单端放大器20具有非常高的功率效率。此外，当一对单级单端放大器20在根据本发明的δ-σ调制器的积分器级中使用时，单级单端放大器20表现出若干优点。晶体管21和22二者有助于跨导。因此，组合的晶体管21、22的输入基准电压噪声最终低于来自单独晶体管21、22中的每一个的噪声。与晶体管噪声相加的常用差分放大器拓扑相比，这是一个改进。此外，每个单独晶体管中的非线性趋向于抵消相反晶体管的非线性。两个晶体管的组合特性比单个晶体管更线性。
25.此外，图2中所示的单级单端放大器20具有优良的输入和输出性能。单级单端放大器20作为推挽式放大器操作，其交替地向连接的负载供应电流或从其吸收电流。推挽式放大器通常非常有效并且可以实现高输出功率。当放大器输入幅度较大时，跨导会增加，从而减少稳定时间。与具有多个增益级的拓扑相比，组合的单级输入和输出级具有更高的功率效率。此外，单级放大器在封闭的回路中本质上是稳定的。这允许在没有频率补偿的情况下使用放大器，因此可以快速稳定。在差分配置中，电源噪声(例如在v
dd
上)出现为共模并且被拒绝。
26.根据本发明，共模从输出反馈到输入以使共模增益易于控制。这不会改变电路的
重要差分特性。这将在下面详细解释。
27.图3示意性地图示了根据本发明的差分δ-σ调制器的一个实施例。差分δ-σ调制器具有两个差分输入端子30和包括一对单端放大器46、47的积分器49。积分器49具有第一可切换电容器配置31，其提供在两个差分输入端子30和一对单端放大器46、47的输入之间；第二可切换电容器配置32，其提供在相应的一对单端放大器46、47的输入和输出之间。采样时钟50用于以预定的切换周期驱动两个可切换电容器配置31、32。在一个实施例中，采样时钟50提供由两个非重叠部分或时段p1、p2组成的采样周期。
28.在一个实施例中，第二可切换电容器配置32包括一对输出采样电容器c3、c5和开关s
16
、s
17
，如图4所示，用于在切换周期的第一部分p1中对来自一对单端放大器46、47的相应输出进行采样。第二可切换电容器配置32还包括共模电容器c4和开关s
26
、s
27
，开关s
26
、s
27
适用于在切换周期的第二部分p2中用由一对输出采样电容器c3、c5采样的电压的低通滤波的平均电压对共模电容器c4进行充电。在共模电容器c4两端的电压表示用于积分器49的低通滤波的共模电压。
29.在一个实施例中，第二可切换电容器配置32在切换周期的第二部分p2中，经由一对电容器c6、c7和开关s
23
、s
21
、s
25
提供反馈路径到两个单端放大器46、47的相应输入(如图4所示)。
30.在一个实施例中，第一可切换电容器配置31包括输入采样电容器c8和开关s
12
、s
14
，如图4所示，用于在切换周期的第一部分p1期间对来自差分输入端子v
in
、v
in-(在图3中称为30)的输入进行采样，并且开关s
22
、s
24
用于在切换周期的第二部分p2期间，将来自输入采样电容器c8的经采样的输入传送到一对单端放大器46、47的相应输入。
31.在一个实施例中，第三可切换电容器配置包括开关s
11
、s
15
，如图4所示，开关s
11
、s
15
适于在切换周期的第一部分p1期间借助于一对共模反馈电容器c6、c7对来自量化器48的输出信号进行采样。开关s
21
、s
25
适于在切换周期的第二部分p2期间将由一对共模反馈电容器c6、c7采样的来自量化器48的输出连接到一对单端放大器46、47的相应输入。
32.在一个实施例中，差分δ-σ调制器还包括量化器48(作为比较器操作)，量化器48比较来自一对单端放大器46、47的输出并根据比较来输出逻辑电平。在切换周期的第一部分p1中，两个电容器c6、c7(图4和图5a)对来自量化器48的输出信号进行采样。第一可切换电容器配置31在切换周期的第二部分p2中，将一对电容器c6、c7连接到一对单端放大器46、47的相应输入。
33.参考图4，示出了根据本发明的一个实施例的差分δ-σ调制器40。差分δ-σ调制器40具有差分输入v
in
和v
in-，之后是以虚线标记并且基于两个单端放大器46和47的差分积分器49。
34.第一单端放大器46由第一反相放大器41和电容器c1构成，并且第二单端放大器47由第二反相放大器42和电容器c2构成。来自两个单端放大器46、47的输出被馈送到比较器43的输入，比较器43的单端输出在触发器44的d输入处接收。比较器43和触发器44一起构成量化器48。来自触发器44的q输出提供了δ-σ调制器的输出45。来自触发器44的q输出和反相q输出经由相应的反馈路径被反馈到相应的单端放大器46、47的输入。
35.在图4所示的实施例中，根据本发明的差分δ-σ调制器40包括多个开关s
11-s
17
和s
21-s
27
。开关s
11-s
17
和s
21-s
27
以采样频率操作。采样周期由标记为p1和p2的两个不重叠时段
组成。开关s
11-s
17
在p1时段中被启用(闭合)，并且此后在p2时段中停用(断开)。开关s
21-s
27
在p1时段中停用(断开)，然后在p2时段中启用(闭合)。
36.两个开关s11和s15属于差分δ-σ调制器40的反馈回路。两个单端放大器46和47、开关s
12-s
14
、s
16-s
17
和s
21-s
27
以及电容器c
3-c8构成差分δ-σ调制器40的积分器49。
37.由于在p1时段中开关s
11-s
17
闭合而开关s
21-s
27
断开，两个电容器c3和c5分别对在p1时段中的两个单端放大器41和42的输出电压进行采样(如图5a所示)。在时段p2中，两个电容器c3和c5通过开关s
26
和s
27
连接，这导致在p2时段期间提供两个电容器c3和c5的平均电压为电容器c4充电。平均电压表示共模电压。开关电容器给另一个电容器充电的作用相当于低通滤波器。低通滤波的共模电压经由两个采样电容器c6和c7反馈到放大器41和42的输入(如图5b所示)。
38.在差分输入v
in
和v
in-上存在的信号在p1时段期间由电容器c8采样(如图5a所示)，并且在p2时段期间作为输入传送到两个单端放大器46和47(如图5b所示)。
39.建议的解决方案具有非常高的功率效率。操作多个开关s
11-s
17
和s
21-s
27
的功率实际上可以忽略不计。共模反馈电路的另一个显著的优点是第二可切换电容器配置32的开关电容器噪声仅增加共模噪声而不增加差分噪声。这对于使用两个单端放大器46和47的差分δ-σ调制器40的性能很重要。共模电压增益接近1。
40.图4图示了根据本发明的一个实施例并且用作模数转换器的一阶δ-σ调制器40。差分积分器49具有两个输入，一个来自δ-σ调制器40的差分输入v
in
和v
in-，另一个来自触发器44或量化器48的反馈。
41.为了控制两个单端放大器46、47的共模dc，需要经由两个积分器输入30中的至少一个反馈共模。电容器c8对在两个积分器输入30(v
in
和v
in-)处接收到的差分输入电压进行采样。差分输入电压与接地无关。共模反馈经由采样帽状件c6和c7进入。
42.本发明概念通常适用于任何δ-σ模数转换器。对于大多数高性能转换器来说，期望差分地实施它们，为什么根据本发明的将积分器实施为简单的单端放大器的省电解决方案非常有吸引力。
43.与单端配置相比，在积分器级中使用简单单端放大器的差分δ-σ转换器或调制器将增加相同功率使用的动态范围，并使转换器更能容忍来自同一芯片上的其他电路的噪声。转换器也会向其他电路发出更少的噪声。
44.在图6所示的本发明的一个实施例中，根据本发明的具有包括一对单端放大器46、47的积分器49的差分δ-σ调制器40被包括在诸如助听器的助听设备60中。δ-σ调制器40直接从具有差分输出62的麦克风61接收差分信号。δ-σ调制器40将输出信号传送到数字信号处理器(dsp)63，用于处理数字信号，因此由助听设备60经由接收器或扬声器64输出的音频信号将在用户听力受损的可听得到的频率范围的那些部分的频率下被调节和放大。